Elektronika | Felsőoktatás » Kóré László - Hullámforma generátorok II.

Kandó Kálmán Műszaki Fôiskola Matematikai és Számítástechnikai Intézet ELEKTRONIKUS ÁRAMKÖRÖK ÉS RENDSZEREK Kóré László HULLÁMFORMA GENERÁTOROK Készült a TEMPUS JEP 2309 Promise és JEN 2309 programok keretében 1992-1996 1 TARTALOM TARTALOM . 2 3. TIPIKUS MEGVALÓSÍTÁSOK 3 3.1RC IDÔZÍTÔ ELEMES ASTABIL MULTIVIBRÁTOROK 3 3.11 Integráló RC tagos astabil multivibrátorok 3 3.12 Differenciáló RC tagos astabil multivibrátor 9 3.2 INTEGRÁTOROS NÉGYSZÖGJEL ÉS HÁROMSZÖGJEL GENERÁTOR 16 3.3 KVARCOSZCILLÁTOROK 17 3.31 Kvarcoszcillátor CMOS kapuelemekkel 17 3.31 Kvarcoszcillátor TTL kapuelemekkel 19 3.12 Kvarcoszcillátor Low Power Schottky TTL elemekkel 21 2 II. rész 3. Tipikus megvalósítások 3.1RC idôzítô elemes astabil multivibrátorok 3.11 Integráló RC tagos astabil multivibrátorok 3.111Műveleti erôsítôs astabil multivibrátor A kapcsolásban a műveleti erôsítôt pozitívan visszacsatolják az R1 és R2

ellenállásokból álló feszültségosztóval, mely a műveleti erôsítô neminvertáló bemenetére csatlakozik (14. ábra) Az ilymódon létrehozott hiszterézises komparátor invertáló bemenetére kapcsolódik az integráló RC tag “kimenete”, azaz az ellenállás és a kondenzátor közös pontja. Az RC tag “bemeneti” jelét a komparátor kimenete szolgáltatja Ábra A Ha feltételezzük, hogy a bekapcsolás pillanatában a C kondenzátor töltésmentes, a műveleti erôsítô mindkét bemenete 0V feszültségen van. Egy valódi műveleti erôsítônél viszont a mindig meglévô belsô aszimmetriák miatt a kimeneti feszültség zérustól eltérô értékű lesz. A neminvertáló bemenetre csatlakozó R1 és R2 ellenállásokból álló feszültségosztó által létrehozott pozitív visszacsatolás ezt feszültséget felerôsíti, és a kimeneti feszültség elkezd növekedni. A növekedés sebességét a műveleti erôsítô slew 3 rate-je határozza meg. A

műveleti erôsítô kimenete viszonylag hamar telítésbe kerül, azaz a kimeneti feszültség állandó értéket vesz fel. Erre a feszültségre csatlakozik az integráló RC tag. A továbbiakban a működés a korábban már ismertetett módon történik, mindössze a periódusidôre felírt összefüggésbe kell az R1 és R2 ellenállásokból álló feszültségosztó osztásviszonya alapján meghatározható Uk1 és Uk2 értéket behelyettesíteni. Jelöljük az osztásviszonyt ß-val: β= R 1 R1 + R2 ennek alapján U k1 = β ⋅U ki1 és U k2 = β ⋅U ki 2 [52] Igaz továbbá, hogy: U be1 = U ki1 és U be = U ki 2 [53] 2 Behelyettesítve a periódusidôre kapott összefüggésbe: t  β ⋅U ki1 − U ki 2 U ki1 − β ⋅U ki 2  ln ln = R ⋅ C ⋅ +  c  β ⋅U ki 2 − U ki 2 U ki1 − β ⋅U ki1  [54] A nevezôkben kiemelhetô az Uki2 illetve Uki1 :  β ⋅U ki1 − U ki 2 − β ⋅U ki 2  U ki1 ln ln = R ⋅ C ⋅ +

  tc  U ki 2 (β − 1) U ki1 (1 − β )  [55] Ha a műveleti erôsítô szimmetrikus tápfeszültséget kap, azaz a pozitív és negatív tápfeszültség abszolút értékben ugyanakkora, csak ellentétes polaritású (ez az alkalmazások nagyrészében igaz), akkor: U ki1 = −U ki 2 = U ki [56] és t c  ⋅ (1 + β ) ⋅ (1 + β )  = R ⋅ C ⋅ ln U ki + ln U ki   U ki ⋅ (1 − β ) U ki ⋅ (1 − β )  [57] Egyszerűsíthetôk a törtek Uki-vel:  (1 + β ) (1 + β )  ln ln = R ⋅ C ⋅ +  tc (1 − β )   (1 − β ) [58] és 4 t c = 2 ⋅ R ⋅ C ⋅ ln 1+ β 1− β [59] A kapcsolás méretezése során meg kell határozni a négy passzív elem (C, R, R1 és R2) értékét. A pozitív visszacsatolást biztosító R1 és R2 ellenállások esetében a priódusidôre kapott összefüggésben nem is az ellenállások konkrét értéke szerepel, hanem csak a két ellenállásból álló

feszültségosztó osztásaránya. Ugyanígy csak az RC szorzat szerepel a kifejezésben, tehát végül is ezen belül elvileg szabadon választhatnánk R és C értéket. A gyakorlatban azonban a kapcsolásban alkalmazott műveleti erôsítô határozza majd meg (bemeneti nyugalmi árama illetve ofszet és drift paraméterei révén) azt az ellenállástartományt, melyen belül az R, R1 és R2 értékeket megválaszthatjuk. A műveleti erôsítô típusának megválasztásánál tekintettel kell lenni arra, hogy a periódusidôre kapott fenti kifejezés csak akkor érvényes, ha a műveleti erôsítô kimeneti jelének maximális változási sebessége, a Slew rate sokkal nagyobb, mint a C kondenzátor feszültségének maximális változási sebessége. 3.112 Schmitt-triggeres astabil multivibrátor A pozitív visszacsatolású hiszterézises komparátor kapuáramkörként is megvalósítható. Úgy a TTL, mint a CMOS kapuáramkörök között megtalálhatók ezen típusok (pl. TTL

7414, 74LS14, 74132, CMOS 74C14, 74HC14, stb.)A Schmitt-trigger elnevezés voltaképp csak a TTL áramköröknél jogos, mert itt a bemeneti (többemitteres) tranzisztor és a totem-pole kimenetet meghajtó fázishasító fokozat között egy olyan emittercsatolt multivibrátor van, mely hiszterézises komparátorként működik. Ezt a speciális emittercsatolt multivibrátor kapcsolást nevezték el létrehozójáról Schmitttriggernek. 5 Ábra 15 A pozitív visszacsatolású hiszterézises komparátor CMOS kapuelemekbôl külön is megvalósítható (15. ábra) Két CMOS invertert sorbakötve, a két inverter bemenetén és kimenetén azonos fázisúak lesznek a jelek. Ha tehát a második inverter kimenetérôl az R1 és R2 ellenállásokból álló feszültségosztóval visszacsatoljuk a kimeneti jelet az elsô inverter bemenetére, ugyanúgy létrejön a hiszterézises komparátor, mint amikor a műveleti erôsítôs astabil multivibrátornál visszacsatoltunk egy ugyanilyen

feszültségosztóval a neminvertáló bemenetre. A kapcsolás méretezése, azaz az R1 és R2 ellenállások értékének meghatározása a következô módon történhet: Tételezzük fel, hogy a második CMOS inverterre kapcsolódó ohmos terhelés csak a visszacsatolást adó feszültségosztó. Ha ennek ellenállásait úgy választjuk meg, hogy ne képviseljenek jelentôs terhelést, azaz a második CMOS inverter terhelô árama kicsi, a kimeneti feszültség Udd illetve 0 értékü lesz. A CMOS inverterek komparálási szintje jó közelítéssel Udd /2. A két komparálási szint meghatározható a 15. ábra alapján például szuperpozícióval Tételezzük fel, hogy Uk1 a magasabb komparálási szint, azaz Uk1 >Uk2 . A két CMOS inverterbôl felépülô hiszterézises komparátor neminvertáló kapcsolású, tehát az Uk1 komparálási szint elérésekor a kimeneten még 0 feszültség van. A CMOS inverter saját komparálási szintje 0.5*Udd, tehát: U k1 ⋅ R 2 R1

+ R2 + 0 = U dd 2 [60] 6 Ebbôl kifejezve: R + R ⋅U 2 R U k1 = 1 [61] dd 2 2 Ugyanilyen módon levezetve: U k2 ⋅ R 2 R1 + R2 + U dd ⋅ R 1 R1 + R2 = U dd 2 [62] illetve: U k2 = U dd ⋅ 2 R −R R 2 [63] 1 2 A két komparálási szint különbsége a hiszterézis: U k1 − U k 2 = U dd ⋅ R R [64] 1 2 Az R1 és R2 ellenállások megválasztásának van még egy feltétele, ugyanis az elsô CMOS inverter bemenetén a feszültség nem lépheti túl a tápfeszültség-tartományt, azaz Uss és Udd között kell maradnia, tipikusan tehát a bemeneti feszültség 0V és +5V közötti értékű lehet csak. Ebbôl következôen mindig teljesülnie kell az R<R 1 [65] 2 feltételnek. Az ilymódon megtervezett hiszterézises komparátort még ki kell egészíteni egy újabb inverterrel, mert az elvi működés vizsgálata során láttuk, hogy invertáló komparátort kell alkalmazni a kapcsolásnál. A neminvertáló hiszterézises

komparátorból pedig a legegyszerűbben egy harmadik inverternek a kimenetre kapcsolásával oldható ez meg (16.ábra) A kapcsolás működése ezzel a kiegészítéssel teljesen megfelel a 211 pontban leírtaknak, a periódusidô meghatározása is eszerint történhet. Ha feltételezzük, hogy a kimeneten lévô terhelések elhanyagolható értékűek, például csak egy újabb CMOS bemenet terheli a kimenetet, akkor a kimeneti logikai szintek Uss és Udd értékével megegyezôek lesznek, azaz a tipikus +5V tápfeszültséget feltételezve: U ki1 = U ki (1) = +5V és U ki 2 = U ki (0) = 0V Ezt behelyettesítve a periódusidô kifejezésébe: 7 [66]  U k1 5V − U k 2  ln ln = R ⋅ C ⋅ +   tc 5V − U k1   U k 2 [67] Ábra 16 8 3.12 Differenciáló RC tagos astabil multivibrátor 3.121 Egyszerű RC tagos astabil multivibrátor 2 CMOS inverterrel A kapcsolás felépítése és működése nagyjából megfelel a 2.12 pontban

leírtaknak (17.ábra) Eltérés az elvi működéssel szemben az, hogy a CMOS áramkörök bemenetén egy túlfeszültség elleni diódás védelem található. A védelem feladata, hogy a sztatikus feltöltôdés következtében a bemenetre jutó (akár kV nagyságrendet is elérô) túlfeszültségtôl megóvja a CMOS áramkört. A védelem tipikusan egy diódás feszültségkorlátozó kapcsolás, amely megakadályozza az Uss-nél negatívabb és az Udd- nél pozitívabb feszültség rájutását a bemeneti MOS tranzisztorok Gate elektródájára. Ábra 17 A védelem egy tipikus megoldását láthatjuk a 18. ábrán A diódák letörési feszültsége 25V.50V Az R ellenállás tipikus értéke 2001000 Ohm Ha egy ilyen bemeneti védelemmel ellátott invertert használnánk az 5. ábra szerinti kapcsolásban B komparátornak, úgy a bemeneti védelem egyrészt megakadályozná a bemeneti túlfeszültség fellépését, másrészt viszont a C kondenzátor feltöltését és

kisütését nemcsak az R ellenállás végezné, hanem beleszólna ebbe a bemeneti védelem is. Emiatt jelentôsen gyorsulna a kondenzátor feltöltése és kisütése, lényegesen lecsökkenne a periódusidô (19.ábra) 9 Ábra 18 Az ideális esetre levezetett összefüggésben (tc=2.197*RC) nem szerepel a tápfeszültség. Ha viszont a bemeneti védelem D1 és D2 diódái kinyitnak, akkor a feszültség korlátozása az Udd tápfeszültséghez kapcsolódva történik, tehát a periódusidô is függni fog a tápfeszültségtôl. A bemeneti védelem megléte még egy problémát vet fel. Egyes CMOS áramkörök bemeneti védelme ugyanis a bemeneti pont és az Udd közé közvetlenül is bekötött diódát tartalmaz. Ha egy ilyen CMOS áramkör bemenetére külsô áramkorlátozás nélkül adunk az Udd feszültségnél pozitívabb feszültséget, úgy a kialakuló nagy nyitóirányú áram a diódát tönkreteheti. Természetesen e dióda nélkül is ügyelni kell arra, hogy a

bemenetre integrált 200.1000 ohmos ellenállás kellô mértékben korlátozza-e a diódák áramát. Általában 10 mA a megengedett maximális áram Mindezen problémák egyszerűen megoldhatók, ha a 17. ábra szerint a B inverter bemenetével sorba kötünk egy Rs ellenállást. Az Rs ellenállásnak az idôzítést meghatározó R ellenállásnál lényegesen nagyobbnak kell lennie (Rs > R), hogy a bemeneti védelem az idôzítést ne befolyásolja. Ezzel a kiegészítéssel a tényleges kapcsolás működése meg fog egyezni az elvi kapcsoláséval, tehát a periódusidô is független lesz gyakorlatilag a tápfeszültségtôl, és ugyanúgy lesz számítható, mint az ideális esetben. t c = 2197 . ⋅ R⋅C [68] 10 Ábra 19 3.122 RC tagos start/stop astabil multivibrátor CMOS kapukkal astabil kimenet multivibr átor & E=1 engedélyezés E=0 tiltás Ábra 20 Ha az astabil multivibrátor kimeneti jelét csak adott idôtartamra illetve idôtartamokra kell a

jelet fogadó másik áramkörök számára továbbadni, a legegyszerűbb megoldás a kimeneti jel kapuzása (20. ábra) Ennek a megoldásnak az a hátránya, hogy az astabil multivibrátor és az engedélyezô/tiltó jel között nincs szinkronitás, ezért a bekapcsoláskor illetve a kikapcsoláskor a tényleges impulzusszélességnél rövidebb pulzusok is megjelenhetnek a kimeneten. 11 Ábra 21 Ezen a problémán segíthetünk, ha az astabil kimeneti jelének kapuzása helyett magát az astabil multivibrátort képezzük ki start/stop üzemmódúvá. Ehhez elegendô a kapcsolás egyik invertere helyett egy kétbemenetű kaput (legegyszerűbb megoldásként egy NAND vagy NOR kaput) beépíteni (21.és 22ábra) Ez a megoldás egyértelmű indítást biztosít, már az elsô impulzus is közelítôleg a megkívánt szélességű lesz, ugyanakkor a kikapcsolás még továbbra is aszinkron marad. Az astabil indítása^leállítása az E (Enable) bemenet jelének megfelelô szintre

állításával végezhetô el (23.ábra) Ha az astabil multivibrátor mindkét invertere helyett kaput építünk be a kapcsolásba, és ezen kapuk vezérlését a 24. ábra szerint végezzük, úgy induláskor és leálláskor is az elôírt szélességű marad az impulzus. Az astabil multivibrátor csak akkor működik, ha az 1 és a 2 kapu engedélyezô bemenetén egyaránt 1 szint van. Ehhez az szükséges, hogy az E bemeneten 0 szintű legyen a jel. Az E bemenet jelének 1 szintre váltását nem követi azonnal az astabil leállása, mert a tiltás csak akkor hat az 1 és 2 kapukra, ha a kimenet 0 szintű (25.ábra) 12 Ábra 22 13 Ábra 23 Ábra 24 14 Ábra 25 15 3.2 Integrátoros négyszögjel és háromszögjel generátor Az integrátoros négyszögjel és háromszögjel generátor tényleges megvalósítása általában nem különbözik a 2.2 pontban ismertetett elvi megoldástól Természetesen több módosítás is lehetséges. Amennyiben például a

komparátorként használt műveleti erôsítô kimeneti feszültsége nem állandó, a periódusidô sem lesz stabil. Ezen segíthetünk, ha nem a komparátor kimeneti feszültségét vezetjük vissza az integrátor bemenetére, hanem a komparátor csak egy kétállású (Morse) analóg kapcsolót vezérel. Az analóg kapcsoló a komparátortól kapott vezérlôjelnek megfelelôen egy pozitív illetve egy negatív referenciafeszültséget kapcsol rá az integrátor bemenetére (26.ábra) Ábra 26 16 3.3 Kvarcoszcillátorok 3.31 Kvarcoszcillátor CMOS kapuelemekkel A CMOS kapuelemeket tartalmazó kvarcoszcillátor alapkapcsolása igen egyszerű (27.ábra) A nagyerôsítésű erôsítôt egy(!!!) CMOS inverterrel valósítjuk meg, olymódon, hogy az Rf ellenállással a kimeneti feszültséget visszacsatoljuk a bemenetre (Uki = Ube). Ez a feltétel akkor teljesül, ha a munkapont a karakterisztika átváltási szakaszára kerül, ahol a kapcsolás erôsítése igen nagy

(28.ábra) Ez a nagy erôsítés garantálja egyrészt az oszcilláció beindulását, másrészt azt, hogy a kvarc által visszacsatolt közelítôleg szinuszos jelbôl a kimeneten már négyszögjel lesz. Ábra 27 17 Ábra 28 Ábra 29 18 3.31 Kvarcoszcillátor TTL kapuelemekkel 3.311Kvarcoszcillátor 74-es sorozatú (normál) TTL elemekkel TTL inverterek felhasználásával is készíthetô természetesen kvarcoszcillátor. A megfelelôen nagy erôsítés eléréséhez és a pozitív visszacsatolás megvalósításához két inverterre van szükség (29.ábra) Az egyes invertereket az R ellenállásokkal itt is a karakterisztika nagyerôsítésű szakaszára állítjuk (30.ábra) A TTL áramkörök esetében (31.ábra) ilyenkor a kimeneti totem-pole fokozat alsó tranzisztora (Q4) visszacsatolás nélküli, nagyerôsítésű földelt emitteres erôsítôként működik. A bemeneti tranzisztoros fokozat erôsítése egységnyi, a fázishasító fokozat a az emitterére

csatlakozó Q4 tranzisztor szempontjából emitterkövetôként viselkedik, szintén egységnyi erôsítésű, tehát a TTL kapu teljes erôsítését a totem-pole alsó tranzisztora adja. Ábra 30 A két inverter között a C kondenzátorral DC leválasztást kell alkalmazni, így az inverterek munkapont beállításai nem zavarják egymást. A C kondenzátor feladata annak megakadályozása, hogy az oszcillátor a kvarc valamely felharmonikus frekvenciáján kezdjen működni. Az alkalmazandó R ellenállás értékét a TTL kapu jellemzôi határozzák meg. Az R ellenállás tipikus értéke 330.470 ohm Egy ekkora ellenállás még nem terheli jelentôsen 19 a kimenetet, másrészt, ha átfolyik rajta a bemeneti áram, az még nem okoz olyan mértékű feszültségesést, ami a működést zavarná. A C kondenzátorral szemben csak az a kikötés, hogy az oszcillációs frekvencián az impedanciája elhanyagolható legyen a visszacsatolt TTL inverter bemeneti ellenállásához

képest. Tipikus értéke 1nF10nf A TTL inverterekkel felépített kvarcoszcillátorokat tipikusan az 1MHz.5MHz közötti frekvenciákon használják. Ennél alacsonyabb frekvenciájú jelek a kvarcoszcillátor frekvenciájának leosztásával állíthatók elô, a kvarcoszcillátor után kapcsolt szinkron vagy aszinkron működésű frekvenciaosztóval. 5MHz-nél magasabb frekvenciák elôállítására a 74-es TTL sorozat sebessége már nem elegendô, ilyenkor gyorsabb áramköröket kell felhasználni az oszcillátor megvalósításához. Ábra 31. 20 3.12 Kvarcoszcillátor Low Power Schottky TTL elemekkel A kvarcoszcillátor természetesen Low Power Schottky TTL inverterekkel is megépíthetô. A kapcsolás elvi felépítése és működése azonos a 74-es sorozatú (normál) TTL invertereket tartalmazó kapcsoláséval, de a munkapontot beállító R ellenállások értéke megnövelhetô az LS TTL kisebb bemeneti árama miatt. Az R ellenállás tipikus értéke 1 kohm.

3.313 Kvarcoszcillátor TTL elemekkel, leválasztott kimenettel Úgy a 74-es sorozatú, mint a Low Power Schottky TTL elemekkel megvalósított kvarcoszcillátor esetében az oszcillátor kimenetét célszerű elválasztani a terheléstôl. Ennek oka, hogy az oszcillátor kimenetén a jel nem tökéletes négyszögjel (32.ábra V(3) jele).A terhelés esetleges változása pedig (kismértékben) visszahathat az oszcillációs frekvenciára. Ha a kimenet és a terhelés közé egy invertert kötünk (33ábra), amely jelformáló és terhelésleválasztó funkciót lát el, úgy a kimeneti jel felfutási és lefutási ideje lecsökken, és növekszik a kimeneti jel amplitudója is (32.ábra V(out) jele) Ábra 32 21 Ábra 33 22