Elektronika | Felsőoktatás » Borbély Gábor - Elektronika I

Borbély Gábor ELEKTRONIKA I. Elektronikai alapkapcsolások félvezető eszközök alkalmazásával Készült a HEFOP 3.31-P-2004-09-0102/10 pályázat támogatásával. Szerző: dr. Borbély Gábor egyetemi docens Lektor: dr. Farkas György egyetemi tanár Borbély Gábor, 2006 Elektronika I. A dokumentum használata A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 3 ► A dokumentum használata Mozgás a dokumentumban A dokumentumban való mozgáshoz a Windows és az Adobe Reader megszokott elemeit és módszereit használhatjuk. Minden lap tetején és alján egy navigációs sor található, itt a megfelelő hivatkozásra kattintva ugorhatunk a használati útmutatóra, a tartalomjegyzékre, valamint a tárgymutatóra. A ◄ és a ► nyilakkal az előző és a következő oldalra léphetünk át, míg a Vissza mező az utoljára megnézett oldalra visz vissza bennünket. Pozícionálás a könyvjelzőablak segítségével A bal oldali

könyvjelző ablakban tartalomjegyzékfa található, amelynek bejegyzéseire kattintva az adott fejezet/alfejezet első oldalára jutunk. Az aktuális pozíciónkat a tartalomjegyzékfában kiemelt bejegyzés mutatja. A tartalomjegyzék és a tárgymutató használata Ugrás megadott helyre a tartalomjegyzék segítségével Kattintsunk a tartalomjegyzék megfelelő pontjára, ezzel az adott fejezet első oldalára jutunk. A tárgymutató használata, keresés a szövegben Keressük meg a tárgyszavak között a bejegyzést, majd kattintsunk a hozzá tartozó oldalszámok közül a megfelelőre. A további előfordulások megtekintéséhez használjuk a Vissza mezőt A dokumentumban való kereséshez használjuk megszokott módon a Szerkesztés menü Keresés parancsát. Az Adobe Reader az adott pozíciótól kezdve keres a szövegben A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 3 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Tartalomjegyzék Vissza ◄ 4 ► Tartalomjegyzék 1. Bevezetés 6 2. Történeti áttekintés 7 3. Félvezető anyagok 11 3.1 Elemi félvezetők 11 3.2 Vegyület-félvezetők 12 3.3 Szilárd oldatok13 3.4 Szerves félvezető anyagok 14 3.5 Diszkrét félvezetők jelölésrendszere 15 4. A legfontosabb félvezető alkatrészek 17 4.1 Félvezető dióda 17 5. Bipoláris tranzisztor 21 5.1 Térvezérlésű tranzisztorok 29 5.2 Munkapont kialakítása, beállítása 32 6. Aszimmetrikus erősítők 35 6.1 Alapkapcsolások bipoláris tranzisztorral 36 6.2 Alapkapcsolások térvezérlésű tranzisztorral 49 7. Módosított alapkapcsolások 58 7.1 Feszültség-utánhúzó kapcsolás (bootstrap) 58 7.2 Közös drain-ű kapcsolás 64 7.3 Fázishasító kapcsolás68 7.4 Kaszkód kapcsolás 71 7.5 Komplementer kaszkód kapcsolás 74 8. Kapcsolások aktív munkaellenállással 76 8.1 Tranzisztoros áramgenerátor, áramtükör 76 8.2 Közös emitteres kapcsolás

aktív munkaellenállással 83 8.3 Közös kollektoros kapcsolás aktív munkaellenállással 86 9. Tranzisztorpárok 88 9.1 Darlington kapcsolás 88 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 4 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tartalomjegyzék Vissza ◄ 5 ► 9.2 n-csatornás j-FET és npn, valamint p-csatornás j-FET és pnp tranzisztorpárok .90 9.3 Kompozit tranzisztorpár 91 9.4 n-csatornás j-FET és pnp, valamint p-csatornás j-FET és npn tranzisztorpárok .92 10. Szimmetrikus erősítők 94 10.1 A differenciálerősítő 99 10.2 A diferenciálerősítő különböző vezérlési formák esetén 105 10.3 Továbbfejlesztett változatok 108 10.4 Differenciálerősítő aszimmetrikus kimenettel 115 11. Alapkapcsolások frekvenciafüggése 118 11.1 A Miller-elv118 11.2 A bipoláris tranzisztor nagyfrekvenciás helyettesítő képe 119 11.3 A térvezérlésű tranzisztorok nagyfrekvenciás

helyettesítő képe 125 11.4 Alapkapcsolások nagyfrekvenciás töréspontjai 126 11.5 A kaszkód kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai136 11.6 Nagyfrekvenciás frekvenciakompenzáció 138 11.7 A kisfrekvenciás átvitelt befolyásoló tényezők 141 11.8 A kisfrekvenciás kompenzáció151 11.9 Az eredő frekvenciaátvitel 155 12. Visszacsatolás 157 12.1 Soros feszültség-visszacsatolás (SU) 159 12.2 Párhuzamos feszültség-visszacsatolás (PU) 162 12.3 Soros áram-visszacsatolás (SI) 167 12.4 Párhuzamos áram-visszacsatolás (PI) 172 13. Végerősítők 177 13.1 A-osztályú ellenütemű erősítő184 13.2 B-osztályú ellenütemű erősítő188 13.3 AB-osztályú ellenütemű erősítő193 Irodalomjegyzék.198 Tárgymutató.199 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 5 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Bevezetés Vissza ◄ 6 ► 1. Bevezetés 2005. szeptemberétől a Széchenyi

István Egyetem hagyományos főiskolai villamosmérnök képzését – a bolognai folyamatnak megfelelően – egyetemi alapképzésre (BSc.) váltotta A megváltozott igényekhez igazodó új tanterv ennek megfelelően igényelte a tananyagok átdolgozását és új oktatási segédletek kidolgozását. Ez a jegyzet ennek a célnak a megvalósítása érdekében a Humánerőforrás-fejlesztési Operatív Program támogatásával készült Az Elektronika tárgy a villamosmérnök hallgatók második évfolyamán mindkét félévben szerepel, mint kötelező törzsanyag. Jelen anyag az Elektronika első félévének elsajátításához szolgál segítségül Egyben igyekszik teljessé tenni az előadás órákon elhangzottakat, alapot nyújt a tárgyhoz kötődő laboratóriumi mérések elvi hátterének megértéséhez, továbbá a feladatmegoldásokhoz. Az Elektronika tárgy feltételezi a hallgatók kellő jártasságát a Villamosságtanban korábban megismert

hálózatszámítási módszerekben. A tárgy első féléve a diszkrét félvezető eszközöket ismerteti a legismertebb és leggyakrabban alkalmazott kapcsolásokban. Részletesen bemutatja a bipoláris és térvezérlésű tranzisztorokkal felépített aszimmetrikus erősítő kapcsolásokat, tárgyalja az analóg áramköri megoldásokban gyakori differenciálerősítő különféle megoldási lehetőségeit, kitér áramköreink frekvenciafüggésének kérdéseire, a visszacsatolásokra és a végerősítő fokozatokra. Mindezt annak érdekében, hogy az Elektronika tantárgy második félévében a műveleti erősítők analóg áramköri alkalmazásai kellő megalapozottsággal kerülhessenek oktatásra. A két félév együtt pedig számtalan további villamosmérnöki szakmai tárgy előkészítését szolgálja Mindamellett, hogy az alábbi jegyzet igyekszik alapos és áttekinthető képet adni, mégsem helyettesítheti teljesen az előadásokon elhangzottakat, így azok

látogatása erősen javasolt. A félév sikeres teljesítéséhez pedig – a kontaktórák kis száma miatt – elengedhetetlen az önálló otthoni felkészülés is. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 6 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Történeti áttekintés Vissza ◄ 7 ► 2. Történeti áttekintés Az elektronika, és ezen belül is a mikroelektronika, minden gazdasági válság ellenére töretlenül fejlődik. A mikroelektronika valamennyi iparág "motorja" és egyben alapvető feltétele. Az autógyártás, a háztartási gépek, a korszerű távközlés, az automatizálás, a robottechnika és az informatikai rendszerek stb. sem képzelhetők el korszerű elektronikai elemek nélkül A fejlődés folyamatossága azonban csak az átlagra igaz. Egyes területek gyors felfutás után hamar eltűntek Jó példa erre a germánium tranzisztorok megjelenése, majd

kiváltása szilícium eszközökkel, melyek mind a mai napig rekordokat döntenek. Ebben döntő szerepet játszott az integrált áramkörök előállítására használatos planár technológia kialakulása és minden várakozást felülmúló fejlődése. Az első tűs bipoláris tranzisztor 1947-es megjelenése óta közel hatvan év telt el. Az első monolit integrált áramkörök 1958-ban láttak napvilágot, elsősorban a Royal Radar Establisment, az M.IT és a Texas Instruments kutatásainak köszönhetően. 2.1 ábra A Moore-törvény az elmúlt 40 évben (wwwintelcom) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 7 ► Elektronika I. Történeti áttekintés A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 8 ► Gordon Moore ’60-as években publikált jóslata, miszerint adott felületen integrált tranzisztorok száma másfél-két évente megduplázódik, igaznak bizonyult az elmúlt évtizedekben. Az

akkori SSI (Small-Scale Integration) áramkörök még 50-100 alkatrészt tartalmaztak chipenként. Az MSI (Medium-Scale Integration) áramkörök 500-1000, az LSI (Large-Scale Integration) áramkörök pedig már 1000-10 000 alkatrészt integráltak egyetlen szilíciumlapkán. Az ezt követő áramkörökben alkalmazott vonalszélesség átlépte a szubmikronos határt, azaz kevesebb volt, mint 1 μm. (Érdemes elgondolkodni azon, hogy egy hajszál átmérője kb 70-90 μm, továbbá, hogy a látható fény hullámhossza 0,4-0,76 μm) Ezek az úgy nevezett VLSI (Very Large-Scale Integration) áramkörök képesek voltak 10 000 - 100 000 alkatrészt egyetlen chipre integrálni. Ma az ULSI (Ultra-Large-Scale Integration) áramkörök korszakát éljük. A fejlődést jól szemlélteti a mikroprocesszorok 35 éves fejlődése, ahogy azt az INTEL esetében az 1. táblázat mutatja: évszám 1971 1972 1974 1978 1982 1985 1989 1993 1997 1999 2001 2004 ↓ 2002 2005 μP típusa 4004 8008

8080 8086 80 286 80 386 80 486 Pentium Pentium II. Pentium III. Pentium IV. Pentium M ↓ Itanium II.* Itanium II. Montecito* tranzisztor / chip 2 250 3 500 4 500 29 000 134 000 275 000 1,18 millió 3,1 millió 7,5 millió 9,5 (28,1) millió 42 (178) millió 77 (140) millió ↓ 220 (592) millió 1,72 milliárd 2.1 táblázat Az Intel processzorok fejlődése – az egy chipre integrált tranzisztorok száma – megjelenésüktől napjainkig * nem x86 processzor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 8 ► Elektronika I. Történeti áttekintés A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 9 ► A DRAM-ok és Flash memóriák fejlődése legalább ilyen szédületes. 2005 szeptemberében jelentette be a Samsung Electronics Co Ltd legújabb fejlesztésű, 16 Gbit kapacitású áramkörét, melynek sorozatgyártását 2006-ban kezdik meg. évszám 1974 1977 1980 1983 1986 1988 1992 1995 1996 2001 2005 tároló

kapacitás 16 kbit 64 kbit 256 kbit 1 Mbit 4 Mbit 16 Mbit 64 Mbit 256 Mbit 1 Gbit 4 Gbit 16 Gbit 2.2 táblázat A DRAM-ok fejlődése (az évszám a kifejlesztés időpontját jelenti) Az integrált áramkörökön belül alkalmazott vonalszélesség alakulását a 2.2 ábrán követhetjük nyomon A processzorok közül az Intel 486-osa lépte át először az 1 μm-es vonalszélességet. A jelenlegi, nagy szériában gyártott áramkörökben alkalmazott minimális vonalszélesség 90 nm, de a legfejlettebbek már 65 nm-es vonalszélességgel dolgoznak. (2005 december) Az egyre csökkenő méretek mellett számtalan problémával kell megküzdeniük a fejlesztőknek. A legnagyobb kihívást pillanatnyilag a diszszipációs problémák jelentik A feladat megoldását minden bizonnyal új anyagok (jobb vezetőképességű fémrétegek, kisebb dielektromos állandójú szigetelők) és új, a nanotechnológiát alkalmazó lehetőségek kiaknázása jelenti. Egy mai korszerű IC

gyártósor költségei olyan hatalmasak, hogy azokat csak a világ vezető elektronikai alkatrész-gyártói képesek finanszírozni, gyakran ők is csak egymással szoros együttműködésben. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 9 ► Elektronika I. Történeti áttekintés A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 10 ► 2.2 ábra Az integrált áramkörök gyártásánál alkalmazott vonalszélesség változása az elmúlt 30 évben, valamint a következő években várható tendenciák (www.intelcom) 2.3 ábra Az alábbi fénykép az INTEL Pentium IV processzorát ábrázolja, mely 42 millió tranzisztort tartalmazott. A vonalszélesség ebben az esetben 0,13 μm volt. (www.intelcom) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 10 ► Elektronika I. Félvezető anyagok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 11 ► 3. Félvezető

anyagok 3.1 Elemi félvezetők Tekintsünk egy pillanatra a periódusos rendszer jobb oldalára! 1b Cu Ag Au 2b Zn Cd Hg 3b B Al Ga In Tl 4b C Si Ge Sn Pb 5b N P As Sb Bi 6b O S Se Te Po 7b F Cl Br I At 0 He Ne Ar Kr Xe Rn 1 2 3 4 5 6 Meghatározott körülmények között a fenti 12 elem félvezető tulajdonságokat mutat. Gyakorlati jelentősége azonban csak néhánynak van Az elemi félvezető anyagok közül leggyakrabban a szilíciumot (Si) említjük. Előnyei a többi félvezetővel szemben elvitathatatlanok A legfontosabb érv azonban alkalmazása mellett az a tény, hogy oxidja, a szilíciumdioxid stabil vegyület, és emellett kiváló passziváló- és elektromos szigetelőanyag Ezért integrált áramkörök gyártásához a szilícium szinte ideális alapanyag. A szilícium eszközök széles hőmérséklettartományban alkalmazhatók. A maximális hőmérséklet, melyen még üzemképesek maradnak, 175 °C. E felett a diffúziós folyamatok felgyorsulása

miatt az eszköz élettartama rohamosan csökken Ma már alig van jelentősége a félvezető eszközök megjelenésekor még szinte kizárólagosan alkalmazott germániumnak (Ge). A jelentős záróirányú visszáram, a stabil oxid hiánya, és a kicsi hőmérséklettartomány miatt inkább történelmi emléknek tekinthető. A germánium eszközök 90 °C felett tönkremennek, ezért még beforrasztásuk is kritikus. Szomorú tény, hogy bár hazánk az elektroncsövek gyártásában világszínvonalon állt, későn váltott a félvezetők felé. Nálunk a germániumeszközök gyártása akkor kezdődött el, mikor a világ már szilíciumeszközökben gondolkodott Szobahőmérsékleten még az ón (α-Sn) mutat félvezető tulajdonságokat. Instabil kristályszerkezete miatt azonban használhatatlan A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 11 ► Elektronika I. Félvezető anyagok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 12 ► Jelenleg kiterjedt kutatások folynak a gyémánt (szén, C) félvezető tulajdonságainak vizsgálatára. A nagy tiltott sávszélesség miatt a gyémánt csak 1000 °C környékén viselkedik félvezetőként. Bórral, illetve nitrogénnel adalékolva létrehozható p-n átmenet gyémántban is Felhasználási területe elsősorban a nagyhőmérsékletű tartományok lennének, mint amilyen például a robbanómotorok hengerében uralkodik A legnagyobb gondot a megfelelő tisztaságú, és kristályszerkezetét tekintve hibátlan gyémánt előállítása jelenti, mivel ennek költsége rendkívül magas. 3.2 Vegyület-félvezetők A vegyület-félvezetők döntő része az AxB8-x képlettel jellemezhető. x = 1 esetén a legjellemzőbb vegyületfélvezetők az alábbiak: AgCl, CuBr, KBr, LiF. x = 2 esetén az alábbi vegyület-félvezetők a leggyakoribban: CdS, CdSe, CdTe, ZnS, ZnSe, ZnO, HgTe, HgSe, x = 3 esetén a vegyület-félvezetők legfontosabb

képviselőihez jutunk: B Al Ga In N P As Sb bármelyik bármelyikkel létrehozhat vegyületfélvezetőt. A csoport legismertebb tagja a gallium-arzenid (GaAs). Nagy mozgékonysága miatt elsősorban mikrohullámú eszközök alapanyaga. A GaAs-et 1929-ben fedezték fel. Félvezető eszköz alapanyagaként azonban jóval később kezdték használni. A gallium (Ga) a földkéregben található, tonnánként körül-belül 10-15 gr. Főleg bauxitból nyerhető ki és a timföldgyártás melléktermékének tekinthető A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 12 ► Elektronika I. Félvezető anyagok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 13 ► Az arzén (As) régóta ismert elem, több ásvány alkotórésze. A megfelelő tisztaságú As előállítása nagyon nehéz, mert a kén (S) eltávolítása sok gonddal jár. Mind a Ga, mind az As nagyon mérgezőek, ezért felhasználásuk nagy körültekintést

igényel. Szobahőmérsékleten a Ga folyadék, míg az As gáz. Nem nehéz ezek után elképzelni, mennyi gondot okoz tökéletesen 1:1 arányú vegyületükből gyémántkristályos félvezető anyagot előállítani. Ennek a csoportnak egyik perspektivikus tagja az indium-foszfid (InP). Bár 1910-ben fedezték fel, gyakorlati felhasználása az utóbbi pár évre tehető. A még nagyobb mozgékonyság miatt a 100 GHz feletti tranzit határfrekvenciával rendelkező MOS-FET típusú eszközök alapanyaga. x = 4 esetén az alábbi vegyületeket kell megemlíteni: SiC (a kék színnel sugárzó LED alapanyaga) és SiGe További vegyület-félvezetők is léteznek, melyek az AIVBVI képlettel jellemezhetők. Ezek közé tartozik a PbS, PbSe és PbTe A vegyület-félvezetők között lehetnek AIBVI képlettel jellemezhetők is. Ide soroljuk a CuS, CuO és Cu2O-ot. 3.3 Szilárd oldatok A szilárd oldatok kettőnél több komponenst tartalmaznak. Három komponens esetén képletük lehet

AxB8-xC8-x vagy AxBxC8-x. Ilyen például a GaAsP, illetve az InGaSb. Négy komponens esetén a képlet AxBxC8-xD8-x alakú. Ilyen félvezető a LED-ek – és az optikai távközlésben elengedhetetlenül fontos félvezető lézerdiódák – alapanyagaként használt AlGaPAs, de hasonló a ZnCdSeTe is. Előállításuk például molekulasugaras epitaxiával (MBE) lehetséges. A kívánt kvantummechanikai hatás elérése érdekében atomi rétegeket kell különböző komponensekből egymásra építeni. A komponensek döntően meghatározzák a tiltott sáv szélességét, és ezáltal a kibocsátott elektromágneses hullám (fény) hullámhosszát (színét) A különböző színű LED-ek lehetséges alapanyaga: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 13 ► Elektronika I. Félvezető anyagok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató A LED színe infravörös sötétpiros sötétpiros világospiros narancs sárga zöld

kék alapanyaga GaAs GaP:ZnO GaAs0,62:P0,38 GaAs0,6P0,4:GaP GaAs0,35P0,65:N GaAs0,15P0,85:N GaP:N SiC Vissza ◄ 14 ► nyitófeszültsége (V) 1,0-1,5 1,5-1,8 2,0 3,5 2,5-3,0 3.4 Szerves félvezető anyagok Léteznek szerves félvezető anyagok is. Ezek olyan kristályos, félvezető tulajdonságot mutató szerves anyagok, hosszú vagy rövid láncú polimerek, melyekben konjugált kettős kötések találhatók. Mivel adalékolhatók, csakúgy, mint az előzőekben ismertetett szervetlen félvezető anyagok, vezetőképességük széles határok között változtatható. Felhasználási területük a színes kijelzők körében rohamosan növekszik (OLED-ek), de létezik már szerves félvezetőből előállított lézer is. Szerves félvezetőkből napelemcellákat és térvezérlésű tranzisztorokat is készítettek már. Egyik, sokat kutatott és széles körben ismert képviselőjük a melanin, mely az emberi szervezetben is megtalálható. 3.1 ábra Szerves félvezető

polimert felépítése kettős kötéseket tartalmazó szénláncból A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 14 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Félvezető anyagok Vissza ◄ 15 ► 3.5 Diszkrét félvezetők jelölésrendszere A diszkrét félvezető eszközök típusmegjelölése utalást tartalmazhat az eszközre, annak alapanyagára, feladatára stb. Az európai jelölésrendszerben az első betű mutatja meg, hogy milyen félvezető anyagból készült az eszköz. A - germániumra, B - szilíciumra, C - vegyület-félvezetőre, szilárd oldatra, intermetallikus ötvözetre utal. A második betű jelentése az alábbi: A - dióda, B - dióda, C - általános célú, kisteljesítményű, kisfrekvenciás tranzisztor, D - általános célú, nagyteljesítményű, kisfrekvenciás tranzisztor, E - Tunnel (Esaki) dióda, F - nagyfrekvenciás, kisteljesítményű tranzisztor, L - nagyfrekvenciás,

nagyteljesítményű tranzisztor, P - sugárzásérzékeny eszköz, fotódióda, fotótranzisztor, Q - sugárzó, fényemittáló eszköz, LED, R - vezérelhető egyenirányító, S - kapcsolótranzisztor, T - vezérelhető nagyteljesítményű egyenirányító, U - nagyteljesítményű kapcsolótranzisztor, Y - egyenirányító dióda, Z - Zener-dióda. A harmadik betű opcionális, nem minden esetben fordul elő. Az ipari típusok esetén gyakori. Általában az X, Y, Z, V, W betűk valamelyike szerepel ezen a helyen. A betűk nem köthetők egyértelmű jelentéstartalomhoz A két vagy három betű után számok következnek, melyeknek szintén nincs jelentés tartalmuk, csupán az eszköz típusának azonosítására szolgálnak. Az amerikai és a távol-keleti gyártók diszkrét alkatrészei nem követik a fent leírt jelöléseket. Csupán annyi mondható róluk, hogy az 1N -nel kezdődők diódák, 2N. -nel kezdődők tranzisztorok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 15 ► Elektronika I. Félvezető anyagok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 16 ► ◄ 16 ► Példaként álljon itt néhány eszköz: BB 204 Si varicap dióda, AF 106 Ge kisteljesítményű nagyfrekvenciás pnp tranzisztor, BF 961 Si kistelj. nagyfrekv dual-gate n-csatornás MOS-FET BY 289 gyors Si egyenirányító, BSS 100 Si kapcsolótranzisztor, kiürítéses p-MOS-FET, BZ 102 Si Zener-dióda, 2N 3055 Si nagyteljesítményű kisfrekvenciás npn tranzisztor, 1N 4148 Si kisteljesítményű dióda, CQY 41 LED világító dióda, BC 182 C Si kisteljesítményű kisfrekvenciás npn tranzisztor, BZY 5,1 Si Zener-dióda, BPW 34 Si fotodióda, BF 247 A Si kistelj. nagyfrekv tranzisztor, n-csat j-FET, CQX 10 LED világító dióda, BSV 80 Si kapcsolótranzisztor n-csat j-FET, AC 127 Ge kisteljesítményű kisfrekvenciás npn tranzisztor, BD 135 Si nagyteljesítményű

kisfrekvenciás npn tranzisztor, BPY 11 Si fotoelem, BAW 76 Si dióda, BZX 83 Si Zener-dióda, BUZ 11 Si kapcsolótranzisztor, C-MOS-FET, BAY 61 Si dióda, egyéb: SAF 10,7 SAW szűrő, felületi hullámszűrő, SFJ piezoszűrő, CNY 17 optocsatoló, A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza Elektronika I. A legfontosabb félvezető alkatrészek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 17 ► 4. A legfontosabb félvezető alkatrészek 4.1 Félvezető dióda A félvezető pn átmenet egyenirányító tulajdonsággal rendelkezik, diódaként viselkedik. Az n típusú rétegben a mozgó töltéshordozók elektronok, a p típusú rétegben lyukak A p rétegre pozitív, az n rétegre negatív feszültséget kapcsolva: elektronok lépnek át a p típusú rétegbe, miközben lyukak lépnek át az n típusú rétegbe, a dióda vezet, már kis nyitófeszültség hatására is A p rétegre negatív, az n

rétegre pozitív feszültséget kapcsolva: csak a kisebbségi töltéshordozók ezért az eszköz lezárt szállíthatnák az áramot, állapotba kerül. ezek száma viszont csekély, A dióda nyitófeszültségét (U0) a diódára megengedett maximális nyitóirányú áram egytizedénél mért UD feszültséggel definiáljuk. Ennek értéke: Ge dióda esetén 0,2 - 0,4 V, Si dióda esetén 0,5 - 0,8 V, Schottky diódákra pedig kb. 0,3 V A továbbiakban, főleg számításaink során feltesszük, hogy a Si diódák nyitófeszültsége egységesen 0,6 V, ami nyilván csak egy közelítés. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 17 ► Elektronika I. A legfontosabb félvezető alkatrészek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 18 ► A Si diódák nyitóirányú árama nagyrészt a chip felületétől függ. Hozzávetőlegesen 2 A/mm2 az a maximális áramérték, melyet a Si diódák károsodás nélkül

elviselnek. 4.1 ábra A félvezető dióda UD - ID karakterisztikája Nyitóirányú karakterisztika Nyitóirányban a dióda feszültsége (UD) és árama (ID) között az alábbi képletszerű összefüggés adható: I D = I S (e UD mU T − 1) IS a dióda elméleti záróirányú telítési vagy szaturációs árama. Értéke Ge diódák esetén 100 nA, Si diódák esetén 10 pA nagyságrendbe esik m 1 és 2 közötti tapasztalati érték, mely azt mutatja meg, hogy vizsgált diódánk milyen mértékben tér el a Shockley elmélettől. Az eltérés oka a töltéshordozók növekvő száma miatt fellépő rekombináció, nagyobb áramok esetén pedig az ambipoláris diffúzió és a félvezető rétegek soros ellenállása. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 18 ► Elektronika I. A legfontosabb félvezető alkatrészek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 19 ► UT -t termikus feszültségnek

hívjuk. Kiszámítása az alábbi képlettel történhet: kT UT = q ahol k a Boltzman állandó, értéke 1,38*10-23 J/K vagy VAs/K. T az abszolút hőmérséklet Kelvin fokban megadva q az elemi töltés, értéke 1,6*10-19 Coulomb. UT szobahőmérsékleten kb 26 mV Állandó ID esetén IS és UT hőmérsékletfüggése miatt UD is hőfokfüggő lesz. A hőmérséklet növekedésével fokonként 2-3 mV-tal csökken UD értéke állandó ID mellett. Mivel ez a megállapítás széles hőmérséklettartományban igaz, a félvezető dióda hőmérőként is felhasználható Záróirányú karakterisztika A dióda záróirányú karakterisztikája alig változó záróirányú áramérték mellett követi a feszültség növekedését. A feszültségfüggést a felületi hatásokkal magyarázhatjuk. Elméletileg ez az áram a dióda szaturációs árama, IS lenne, de – az egyensúlyinál kisebb töltéshordozó koncentráció miatt a megnövekedett generációs folyamatok

következtében – a valódi érték ennél nagyobb. Nagyobb hőmérséklet mellett megnövekedett záróirányú áramot észlelünk. A hőmérsékletfüggést a kisebbségi töltéshordozók számának változása okozza. Ezek száma 10 fok hőmérsékletnövekedés esetén közel megduplázódik. A záróirányú feszültség további növelése mellett egy ponton túl a feszültség kis változására is meredek áramnövekedést észlelünk. Ez a letörés gyakran az eszköz tönkremeneteléhez vezet (Uzáró max) A technológiai lépések megtervezésével – itt elsősorban az adalékprofilra és az adalékkoncentrációra kell gondolni – ennek a letörési feszültségnek az értéke kézben tartható, előre megadható. Ezt használják ki a Zener-diódák, melyek letörési feszültsége 10 V alatt alagúteffektussal, e felett lavinaletöréssel magyarázható. Gyakran előfordul, hogy a két jelenség nem választható el élesen egymástól, és egyszerre mindkettő

jelen van Az erősebb adalékolás is az alagúteffektus létrejöttének kedvez. A letörési feszültség maximális értéke ma már a néhányszor 10 kV-ot is elérheti. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 19 ► Elektronika I. A legfontosabb félvezető alkatrészek A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 20 ► A dióda kapacitásai A nyitóirányú p-n átmenetben diffúziós töltések halmozódnak fel. Ennek nagysága az átfolyó árammal közel arányosan nő, és elérheti a 10-100 nF-ot is. Az így létrejövő kapacitást diffúziós kapacitásnak hívjuk A diffúziós kapacitás eltávolítása a p-n átmenetből időt vesz igénybe, ezért a dióda gyors működése szempontjából létezése hátrányos. Záróirányú előfeszítés esetén a diódában a kiürített réteg szélességének változása töltések áthelyezésével jár, mely szintén kapacitív viselkedést idéz elő.

Ennek tértöltés kapacitás a neve Értéke – a záróirányú előfeszítés növelésével csökkenő tendenciát mutatva – nagyságrendileg néhány pF A diódának ezt a tulajdonságát hangolt, nagyfrekvenciás rezgőkörök feszültséggel történő vezérlésére használják Az erre a célra készült diódákat varicap diódáknak hívjuk. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 20 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 21 ► 5. Bipoláris tranzisztor A bipoláris tranzisztor az azt felépítő rétegek sorrendjétől függően lehet npn vagy pnp típusú. Jelölésük a következő: A bipoláris tranzisztorban két darab pn átmenet található, az egyik a bázis-emitter dióda, a másik a bázis-kollektor dióda. Attól függően, hogy ezek közül melyik van nyitva vagy zárva, a bipoláris tranzisztor működésének négy különböző

állapota képzelhető el: tartomány normál aktív lezárt telítéses inverz aktív B-E dióda NY Z NY Z B-C dióda Z Z NY NY alkalmazás lineáris üzem kapcsoló üzem kapcsoló üzem * * ritkán alkalmazzák, főként extrém kicsi záróirányú visszáramok esetén előnyös. Normál aktív tartományban tehát az alábbi előfeszítéseket kell alkalmaznunk: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 21 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 22 ► A bipoláris tranzisztor nem tekinthető két egymásnak szembefordított diódának. Ennek oka a – töltéshordozók diffúziós hosszához képest – keskeny bázisvastagság. A bipoláris tranzisztorban tulajdonképpen a nyitott bázis-emitter átmenettel vezéreljük a lezárt bázis-kollektor átmenetet. A lezárt bázis-kollektor átmeneten áthaladó áramot a dióda elmélet értelmében a kisebbségi

töltéshordozók határozzák meg. Ennek értéke, függetlennek tekintve a zárófeszültségtől, ICB0. A bázis kevésbé szennyezett, mint a kollektor, ezért a maradékáramot – npn tranzisztor esetén – a bázisból a kollektorba jutó elektronok alkotják. Tehát ezt az áramot a kisebbségi töltéshordozók határozzák meg A lezárt bázis-kollektor diódaátmenet áramát megnövelhetjük, ha kisebbségi töltéshordozókat viszünk be – injektálunk – a bázisba. Ez történik azáltal, hogy a bázis-emitter átmenetre nyitóirányú feszültséget kapcsolunk Itt az áramot a nyitóirány miatt a többségi töltéshordozók szállítják Mivel azonban az emitter n+ rétege erősebben szennyezett a bázis p rétegénél, ezért a bázis-emitter dióda árama főleg elektronokból fog állni. Ezek a bázis-emitter átmenetben haladó elektronok a bázis kis szélessége miatt nem tudnak rekombinálódni a bázisban lévő lyukakkal, hanem diffúzióval a kollektor

felé áramlanak. Ezt a diffúziót az elektronkoncentráció határozza meg, mely az emitter közelében nagy (a nyitóirányú feszültség miatt), míg a kollektor közelében a záróirányú előfeszítés miatt kicsi. Elhanyagolva, hogy a bázis-emitter dióda áramában a lyukak is részt vesznek, továbbá, figyelembe véve, hogy a bázisban a rekombináció kicsi, de nem elhanyagolható, a kollektoráram a következőképpen írható fel: I C = I CB 0 + A ⋅ I E ahol A az egyenáramú áramerősítési tényező. „A” kisebb, mint 1, de jól megközelíti azt. Az egyenlet jobb oldalán az ICB0 értéke lényegesen kisebb, mint a A. IE, ezért sokszor elhanyagoljuk Ekkor IC ≈ A ⋅ I E A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 22 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 23 ► Az ábrán vázolt áramirányok esetén egyenáramon a tranzisztor kivezetésein

mérhető áramok között az alábbi kapcsolatok adhatók meg: I E = IC + I B I E = ( B + 1) ⋅ I B IC = B ⋅ I B = IB = B IE = A ⋅ IE B +1 IC I = E B B +1 A képletekben használt B a bázisáramra vonatkoztatott egyenáramú áramerősítési tényező. Kisjelű, váltakozó áramú jelek esetén hasonló alakú képletekkel adhatók meg a tranzisztor áramai közötti kapcsolatok. Ilyenkor az áramok jelölésére kis i betűt, az áramerősítésre pedig B helyett β-t használunk: iE = iC + iB iE = ( β + 1) ⋅ iB iB = iC β = iE β +1 A bipoláris tranzisztor emitterét földelve, a bemenetet a bázisra, a kimenetet a kollektorra kötve felvehetjük az eszközre jellemző karakterisztikákat. A bemeneti feszültség (UBE) és a bemeneti áram (IB) közötti kapcsolatot a III síknegyedben láthatjuk, neve bemeneti karakterisztika Az összetartozó UBE – IB értékpárokat UCE állandó értéken tartása mellett mérjük. Megnövelt UCE értékhez nagyobb UBE

tartozik, azonos IB esetén A kimeneti karakterisztika mérése változatlan IB mellett adja az összetartozó UCE – IC értékpárokat. A grafikonon ezt az I síknegyedben találjuk. Növekvő IB bázisáramok esetén nagyobb IC kollektoráramokat kapunk. A II. és a IV síknegyed karakterisztikáit ritkábban használjuk Bemutatásukat az indokolja, hogy a – következőkben bevezetésre kerülő – tranzisztorparaméterek fizikai értelmezését a karakterisztikavonalak adott munkapontba húzott érintőjével szemléltethetjük. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 23 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 24 ► 5.1 ábra A bipoláris tranzisztor karakterisztikái A bipoláris tranzisztor jellemzésére, a vele felépülő kapcsolások elemzésére kiválóan alkalmasak a H paraméterek. Egy általános négypólus H paramétereit a következőképpen

definiáljuk: u1 = h11 ⋅ i1 + h12 ⋅ u2 i2 = h21 ⋅ i1 + h22 ⋅ u2 Az egyes H paraméterek kiszámítását úgy tehetjük meg, hogy vagy i1-et, vagy u2-t nullává téve kifejezzük az adott H paramétert, azaz A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 24 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató h11 = u1 i1 u 2 =0 h12 = u1 u2 i1 =0 h21 = i2 i1 ◄ Vissza u2 =0 h22 = i2 u2 25 ► i1 =0 Egy általános négypólus H paraméteres helyettesítő képe az alábbi: 5.2 ábra Egy általános négypólus H paraméteres helyettesítő képe A bipoláris tranzisztor működési elvéből következő fizikai helyettesítő képe a következő: 5.3 ábra A bipoláris tranzisztor fizikai helyettesítő képe Ezt a modellt a szakirodalom gyakran hibrid π, vagy Giacoletto-modell néven is emlegeti. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 25

► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 26 ► A helyettesítő képben alkalmazott paraméterek jelentése az alábbi: rBB - bázis-hozzávezetési ellenállás, értéke általában 5 és 50 Ω között szokott lenni. Nagyfrekvenciás áramkörökben zavaró, értékét célszerű minél kisebbre választani. re - a bázis-emitter dióda dinamikus ellenállása. Értékét a termikus feszültség ismeretében az emitteráramból határozhatjuk meg: re = UT IE 1 mA-es emitteráram esetén szobahőmérsékleten, ahol a termikus feszültség 26 mV-nak tekinthető, re értéke 26 Ω. B, illetve β - a bázisáramra vonatkoztatott áramerősítési tényező. Értéke a tranzisztorok felhasználási területétől függően változik. Kisfrekvenciás, kisteljesítményű (100 mA maximális kollektor-áram körüli) tranzisztorok esetén 50 és 500 közé esik. Kisfrekvenciás, nagyteljesítményű,

illetve nagyáramú (több A-es maximális kollektoráram esetén) értéke 20 és 50 közé esik. Nagyfrekvenciás tranzisztorok (a tranzit határfrekvencia legalább 1 GHz) esetén értéke 50 és 100 közötti szokott lenni. Nagyon keskeny bázisszélességgel rendelkező – ún. vékonybázisú vagy szuper β – tranzisztorok esetén értéke elérheti az 1000-5000 nagyságot is. (Sajnos a nagyon keskeny bázis miatt az eszköz nagyon érzékeny a bázis-kollektor dióda záróirányú feszültségére. Az eszköz tönkremehet, ha pár voltos záróirányú feszültség kerül a bázis-kollektor diódára.) μ - feszültség-visszahatási tényező. Arra utal, hogy a kollektor-emitter feszültség változása milyen mértékben hat vissza a bázis-emitter dióda feszültségére. Értéke 10-4 - 10-5 közé esik Integrált áramkörökben lévő bipoláris tranzisztorok esetén megközelítheti a 10-6-os értéket is gm - meredekség. Azt mutatja meg, hogy a bázis-emitter

feszültség változása milyen mértékben változtatja meg a kollektoráramot Nagyság- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 26 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 27 ► rendileg 10-500 mS körüli értéke van, mely azonban a munkaponti adatok függvénye. Számítása a következő: gm = α re ≈ 1 IE = re U T A fizikai modellben alkalmazott paraméterek és a H paraméterek között szoros kapcsolat írható fel, melyek a további számításokhoz nélkülözhetetlenek. Ezek a képletek a következők: h11 = u1 i1 u2 =0 = rBB + ( β + 1)re × ( β + 1)re μ ≈ rBB + ( β + 1)re = ΔU BE ΔI B uCE = const . A h11 paraméter a karakterisztikák közül a III. síknegyedben található bemeneti karakterisztika munkapontba húzott érintőjéből határozható meg szerkesztéssel Értéke kΩ-os nagyságrendű h12 = u1 u2 i1 = 0 = μ

Δu ( β + 1) ⋅ re 1 = = ≅ μ = BE ( β + 1) ⋅ re 1 μ +1 ΔuCE ( β + 1) ⋅ re + 1+ μ I B =const . μ μ értéke szerkesztéssel a IV. síknegyedben a grafikon adott munkapontjához húzott érintő meredeksége által határozható meg Számításaink során többnyire értékét elhanyagolhatóan kicsinek fogjuk tekinteni h21 = i2 i1 u2 =0 = α β i1 ⋅ ( β + 1) ⋅ re ⋅ g m = ( β + 1) ⋅ re ⋅ = ( β + 1) ⋅ =β i1 re ( β + 1) h21 = ΔI C ΔI B U CE = const . β értékét szerkesztéssel a II. síknegyedben a grafikonhoz húzott érintő meredekségével határozhatjuk meg. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 27 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató u2 ⋅ h22 = i2 u2 i1 = 0 = μ re μ + h22 = ( β + 1)re ⋅g ( β + 1)re m ( β + 1)re + u2 μ re ⋅ (1 + α ) ≈ 2⋅μ ΔI C = re ΔU CE ◄ Vissza = μ re + μg m = μ re +

28 ► μα re I B =const . h22 vezetések összegeként számolható ki. A kimeneti karakterisztika (I síknegyed) munkapontba húzott érintőjéből határozható meg Értéke 10 és 100 μS körüli szokott lenni A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 28 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 29 ► 5.1 Térvezérlésű tranzisztorok A térvezérlésű tranzisztorok felosztása a következő: Térvezérlésű tranzisztorok záróréteges (j-FET) szigetelt vezérlőelektródás (IG-FET v. MOS-FET) kiürítéses növekményes n-csatornás p-csatornás n-csatornás p-csatornás n-csatornás p-csatornás G gate (kapu); S source (forrás); D drain (nyelő); [B bulk (tömbanyag)] n-csatornás esetben a transzfer karakterisztika az alábbi: az U0 elzáródási feszültség értéke -7 . -0,3 V -3 . -0,5 V A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató az U0 küszöbfeszültség +1,5 . 7 V Vissza ◄ 29 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 30 ► 5.4 ábra A térvezérlésű tranzisztor kimeneti karakterisztikája Az elzáródásos tartományban valamennyi FET esetén a draináram és a gate-source feszültség között az alábbi közelítő összefüggés adható: I D = I D 0 ⋅ (1 − U GS 2 ) U0 A fenti képlet UGS = U0 -nál ID = 0-t ad eredményül, míg UGS = 0-nál (illetve növekményes MOS-FET esetén UGS = 2 U0-nál) ID = ID0-t kapunk, ahogy az várható. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 30 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 31 ► Valamennyi FET esetén a helyettesítő kép az alábbi lehet: 5.5 ábra A FET-ek helyettesítő képe FET-ek esetén a meredekség értéke gm általában

jóval kisebb, mint bipoláris tranzisztorok esetén. A meredekség definíciószerűen: gm = ΔI D ΔU GS U DS = const . Értéke szerkesztéssel a transzfer karakterisztika munkaponthoz húzott érintőjének meredekségével adható meg. Egy átlagos j-FET esetén ez kb. 1-2 mS, válogatott eszköz esetén elérheti a 10 mS-t A MOSFET-ek meredeksége 25 mS körül alakul, de teljesítmény V-MOSFET-ek mellett ez az érték akár 100-1000 mS is lehet. gDS a drain és a source között fellépő vezetés. Nagyságrendileg megegyezik a bipoláris tranzisztorok h22 paraméterével. g DS = ΔiD ΔU DS U GS = const . A gDS szerkesztéssel határozható meg. A kimeneti karakterisztika munkapontba húzott érintőjének meredeksége adja meg gDS értékét. (FET-ek esetén a nagyon kicsi bementi áram miatt a H paraméteres helyettesítő kép alkalmazása értelmetlen.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 31 ► Elektronika I. A

dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Bipoláris tranzisztor Vissza ◄ 32 ► 5.2 Munkapont kialakítása, beállítása A bipoláris tranzisztor esetén a normál aktív tartományban való üzemeléshez szükséges előfeszítéseket például bázisosztó ellenállásokkal lehet beállítani. Ilyen megoldást mutat a következő ábra: 5.6 ábra Bipoláris tranzisztor munkapont beállítása bázisosztó ellenállásokkal A fenti megoldás hátránya, hogy a munkapontja nagyon érzékeny lesz a hőmérsékletváltozásra és a tranzisztor paramétereinek szórására. Ezt a problémát a későbbiekben részletesen elemzésre kerülő negatív visszacsatolások segítségével oldhatjuk meg. A munkapont helyes beállítása és a számítások menete az előadásokon kerül ismertetésre. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 32 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Bipoláris tranzisztor Vissza ◄ 33 ► 5.7 ábra Bipoláris tranzisztor munkapontjának beállítása negatív soros áram-visszacsatolással 5.8 ábra Bipoláris tranzisztor munkapontjának beállítása negatív párhuzamos feszültség-visszacsatolással A j-FET-ek egyenáramú munkapontját nem állíthatjuk be a bipoláris tranzisztorok esetén jól bevált bázisosztó ellenállásokkal, mert ez egyrészt jelentősen lerontaná az amúgy nagyon jó bemeneti ellenállást, másrészt például n-csatornás j-FET esetén a tápfeszültségre kötött ellenállás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 33 ► Elektronika I. Bipoláris tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 34 ► feleslegesen húzná pozitív irányba a gate feszültségét. Itt egyetlen ellenállás is megteszi a helyes munkaponti potenciálviszonyok beállítását. 5.9 ábra j-FET munkapont-beállítása Az

ilyenkor szükséges negatív gate-source feszültség a következők miatt áll be: a gate feszültsége meg fog egyezni a földpotenciállal, mivel a gate-be áram nem folyik be, és így a gate-ellenálláson nem fog áram folyni, következésképpen feszültség sem esik rajta. a source viszont a drain-áram által az RS ellenálláson ejtett feszültséggel lesz pozitívabb a földpotenciálnál. Tehát U GS = U G − U S = 0 − I D ⋅ RS = − I D ⋅ RS ≤ 0 MOSFET esetén lehet a bázisosztóhoz hasonló megoldást alkalmazni, de ekkor célszerű nagy ellenállásokat választani (MΩ). FET-ek esetén nehezebb számítással meghatározni a munkapont helyét, mert csak közelítő összefüggéseink vannak a drain-áramra vonatkozóan. Ezért gyakran a karakterisztikákhoz kell fordulni, és szerkesztéssel kell a munkapontot meghatározni. A munkapont helyes megszerkesztésének menete előadásórákon szerepel. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 34 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 35 ► 6. Aszimmetrikus erősítők Ebben a fejezetben lineáris, kisjelű, aktív, aszimmetrikus erősítő áramkörökkel foglalkozunk. Az ilyen áramkörök általános helyettesítő képe az alábbi: uki = − R f ⋅ iki 6.1 ábra Aszimmetrikus erősítők általános helyettesítő képe Az aszimmetrikus erősítőt jellemző főbb paraméterek és azok definíciója az alábbiakban látható: u Rbe = be bemeneti impedancia ibe u kimeneti impedancia, Rki = − kiü ilyen formában nem mérhető! ikir u Z A = ki R f transzfer impedancia ibe i YA = ki R f transzfer admittancia ube u AU = ki R f feszültségerősítés ube i AI = ki R f áramerősítés ibe teljesítményerősítés A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató AP = AU AI Vissza ◄ 35 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 36 ► Aktív erősítőkről lévén szó a kimeneti hasznos jel teljesítménye meg kell hogy haladja a bemeneti vezérlőjel teljesítményét. Az erősítő funkciójától függően lehet a feszültségerősítés – például főerősítők esetén – vagy az áramerősítés – például végerősítő fokozatok esetén – a domináló. Az előbbi összefüggések felhasználásával a feszültségerősítés és az áramerősítés között az alábbi kapcsolat adható: u uki ⋅ iki − ki Rf u − Rbe R i u AI = ki = ki = = ki ⋅ = − AU ⋅ be ube ube R f Rf ibe ube ⋅ i be Rbe ube 6.1 Alapkapcsolások bipoláris tranzisztorral A bipoláris tranzisztor csak a bázis-emitter diódáján keresztül vezérelhető. Ebből következően a bemeneti jel csak a bázisra, illetve az emitterre kapcsolódhat. A kimeneti jel a tranzisztor kollektoráról és/vagy emitteréről vehető le. Ennek megfelelően három

alapkapcsolás képzelhető el. a közös emitteres vagy földelt emitteres kapcsolás esetén: az emitter kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a földeléshez, a bemeneti jel a bázisra kerül, a kimeneti jelet a kollektorról vehetjük le. a közös kollektoros vagy földelt kollektoros kapcsolás esetén : a kollektor kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a földeléshez, a bemeneti jel a bázisra kerül, a kimeneti jelet az emitterről vehetjük le. a közös bázisú vagy földelt bázisú kapcsolás esetén : a bázis kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a földeléshez, a bemeneti jel az emitterre kerül, a kimeneti jelet a kollektorról vehetjük le. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 36 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aszimmetrikus erősítők Vissza ◄ 37 ► 6.11 Közös emitteres kapcsolás (hidegített emitter-ellenállással) Pozitív

tápfeszültség alkalmazása esetén, npn tranzisztort használva aktív elemként, a kapcsolást a 6.2 ábra mutatja Az erősítő tulajdonságainak számításánál tételezzük fel, hogy a csatoló- és hidegítő kondenzátorok ideálisak, sávközépen rövidzárnak tekinthetők (Az erősítő kapcsolások frekvenciafüggését a 6 fejezetben részletesen taglaljuk) 6.2 ábra Közös emitteres kapcsolás hidegített emitter-ellenállással A kapcsolás kisjelű, váltakozó áramú helyettesítő képe az alábbi: 6.3 ábra A közös emitteres kapcsolás helyettesítő képe (hidegített emitter-ellenállás esetén) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 37 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 38 ► A kapcsolás üzemi paramétereinek kiszámításához tételezzük fel, hogy a feszültség-visszahatási tényező csak elhanyagolhatóan kicsi

szerepet játszik, azaz legyen h12=0. (Ez a feltételezés a mai korszerű eszközök esetén minden további megkötés nélkül jó közelítésnek tekinthető.) Számításainkat kezdjük a feszültségerősítés (Au) meghatározásával: Au = uki = ube − ube 1 ⋅ h21 ⋅ ( × RC × R f ) h 1 h11 h22 = − 21 ⋅ ( × RC × R f ) ube h11 h22 Fejezzük ki a h21/h11 értékét a következőképpen: β α h21 = ≈ = gm h11 rBB + ( β + 1) ⋅ re re Definiáljuk a terhelő-ellenállás értékét Rt-t: RC × R f = Rt A legtöbb alkalmazásban 1/h22 lényegesen nagyobb ellenállást képvisel, mint a terhelő-ellenállás Rt értéke, ezért: Au = − g m ⋅ ( 1 × Rt ) ≈ − g m ⋅ Rt h22 Miután gm nagyságrendileg 10-500 mS, Rt pedig kb. 1-10 kΩ, ezért a feszültségerősítés közös emitteres kapcsolás esetén százas nagyságrendbe esik. A negatív előjel arra utal, hogy a kapcsolás fázist fordít, azaz a bemenő- és a kimenőjel fázisa között

180°-os eltérés van. A következő üzemi paraméter, melyet meghatározunk, legyen a bemeneti impedancia (Rbe): Rbe = RB1 × RB 2 × h11 = RB1 × RB 2 × [rBB + (h21 + 1) ⋅ re ] = RB × h11 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 38 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 39 ► Az összefüggésből látható, hogy a bemenő-ellenállás értékét a bázisosztó ellenállásain kívül a h11 paraméter határozza meg, ami viszont re-n keresztül (UT/IE) szoros kapcsolatban van a bipoláris tranzisztor munkaponti emitter-áramával. A kapcsolás kimeneti ellenállását az alábbi képlettel határozhatjuk meg: 1 Rki = RC × h22 Most számítsuk ki a kapcsolás áramerősítését: 1 × RC h22 h21 ⋅ i1 ⋅ Ai = Ai ≈ h21 ⋅ iki = ibe 1 × RC ) + R f h22 h11 ⋅ i1 RB × h11 ( RC R ×h RC RB ⋅ B 11 = h21 ⋅ ⋅ RC + R f h11 RC + R f RB + h11 A

számítások során vegyük észre, hogy kettő áramosztó hatását kell figyelembe vennünk, továbbá feltételeztük, hogy az 1/h22 értéke jóval nagyobb RC értékénél. A bemeneti ibe áram és a tranzisztort vezérlő i1 áram (lásd a fenti egyenlet nevezőjét) közötti kapcsolat felírásában fejezzük ki az ube feszültséget mindkét áram segítségével: ube = ( R1 × R2 × h11 ) ⋅ ibe = h11 ⋅ i1 ibe = h11 ⋅ i1 RB × h11 Vegyük észre azt is, hogy a kapcsolás áramerősítése a tranzisztor áramerősítési tényezőjével (β-val) lineáris kapcsolatban van, és annál biztosan kisebb. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 39 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 40 ► Kifejezhetjük az áramerősítést a következőképpen is: Ai ≈ g m ⋅ RC ⋅ ( RB × h11 ) RC + R f Természetesen ugyanerre az eredményre jutunk akkor

is, ha az alábbi összefüggést fejtjük ki: Ai = − Au R ⋅R R ×h Rbe R ×h = −(− g m ⋅ Rt ) ⋅ B 11 = g m ⋅ C f ⋅ B 11 Rf Rf RC + R f Rf Ai = g m ⋅ RC ⋅ ( RB × h11 ) RC + R f 6.12 Közös emitteres kapcsolás (hidegítetlen emitter-ellenállással) 6.4 ábra Közös emitteres kapcsolás, az emitter-ellenállás nincs hidegítve A kapcsolás helyettesítő képének elkészítésekor kezdjük a tranzisztor helyettesítő képének felrajzolásával, majd ezt egészítsük ki a többi alkatrésszel. Ne feledjük, hogy a kondenzátorok ideálisak, és a vizsgált frek- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 40 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 41 ► venciatartományban rövidzárnak tekinthetők, továbbá a tápfeszültség két végpontja szintén rövidzárnak tekinthető a kisjelű helyettesítő képben: 6.5 ábra A közös

emitteres kapcsolás helyettesítő képe Adjuk meg itt is a kapcsolás üzemi paramétereit: Au = − h21 ⋅ ( RC × R f ) ⋅ i1 uki g m ⋅ Rt ≈− = ube h11 ⋅ i1 + (h21 + 1) ⋅ RE ⋅ i1 1 + g m ⋅ RE A számításnál feltételeztük, hogy a tranzisztor 1/h22 paramétere lényegesen nagyobb, mint Rt. Gyakran a nevezőben lévő gmRE jóval nagyobb 1-nél (százas nagyságrendbe esik), ezért egy pontatlanabb, de közelítően használható eredményt ad az Au = − Rt RE összefüggés is. Ez a kapcsolás is fázist fordít A kapcsolás bemeneti ellenállása: Rbe = RB1 × RB 2 × [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] = RB × [rBB + (h21 + 1)re + (h21 + 1) ⋅ RE ] A kimeneti ellenállás értéke jó közelítéssel RC: Rki ≈ RC A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 41 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 42 ► A kapcsolás áramerősítése az

alábbi képlettel fejezhető ki: Ai = RB1 × RB 2 RC ⋅ h21 ⋅ RB1 × RB 2 + [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] RC + R f Ugyanehhez az eredményhez eljuthatunk Au és Rbe ismeretében az Ai = − Au ⋅ Rbe Rf összefüggéssel is, mert Ai = −(− ≈ g m Rt R × [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] )⋅ B ≈ 1 + g m RE Rf R ⋅R h21 R ⋅ [h + (h21 + 1) ⋅ RE ] 1 ⋅ C f ⋅ B 11 ⋅ ≈ h11 + h21 ⋅ RE RC + R f RB + [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] R f ≈ RB1 × RB 2 RC ⋅ h21 ⋅ RB1 × RB 2 + [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] RC + R f A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 42 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 43 ► 6.13 Közös kollektoros kapcsolás Közös kollektoros kapcsolás esetén a bipoláris tranzisztor kollektora váltakozó áramú szempontból a földre kapcsolódik. Bemenete a bázispont, kimenet az emitter lesz 6.6 ábra Közös kollektoros kapcsolás

6.7 ábra A közös kollektoros kapcsolás helyettesítő képe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 43 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 44 ► A közös kollektoros kapcsolás üzemi paramétereit az előzőekhez hasonlóan fejezzük ki képletszerűen is: ⎛ ⎛ 1 ⎞ 1 ⎞ ⎟⎟ ⎟ g m ⋅ ⎜⎜ RE × R f × (h21 + 1) ⋅ i1 ⋅ ⎜⎜ RE × R f × h22 ⎠ h22 ⎟⎠ uki ⎝ ⎝ = ≈ Au = ⎛ ⎛ ube 1 ⎞ 1 ⎞ ⎟⎟ 1 + g m ⋅ ⎜⎜ RE × R f × ⎟ h11 ⋅ i1 + (h21 + 1) ⋅ i1 ⋅ ⎜⎜ RE × R f × h22 ⎠ h22 ⎟⎠ ⎝ ⎝ Feltéve, hogy 1/h22 lényegesen nagyobb az emitter-ellenállásnál és a fogyasztónál, tovább, hogy R f = RE × R f a feszültségerősítés az alábbi képletre egyszerűsödik: Au = g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ Rt Mivel a gmRt akár két nagyságrenddel is meghaladhatja az 1-et, ezért a nevezőben lévő 1-et

elhanyagolva a közös kollektoros kapcsolás feszültségerősítése gyakorlatilag egységnyi, illetve annál egy parányival kisebb. A kapcsolás bemeneti ellenállása: ⎡ ⎛ 1 ⎞⎤ ⎟⎟⎥ ≈ RB × [h11 + (h21 + 1) ⋅ Rt ] Rbe = RB1 × RB 2 × ⎢h11 + (h21 + 1) ⋅ ⎜⎜ RE × R f × h 22 ⎝ ⎠⎦ ⎣ A nagy bemeneti ellenállás elérése érdekében célszerű a bázisosztó ellenállásait nagy értékűre választani. Ilyen esetben azonban az osztó árama nagy valószínűséggel azonos nagyságrendbe fog esni a bázisárammal, ezért terhelt osztót kapunk! A kapcsolás kimeneti ellenállása az alábbi lesz: Rki = RE × h11 + RB1 × RB 2 × Rg h21 + 1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 44 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ◄ Vissza 45 ► Kicsi generátorellenállás alkalmazása esetén (Rg 0) a számláló gyakorlatilag h11-gyel fog

megegyezni. Mivel h11 = rBB + (h21 + 1) ⋅ re ≈ (h21 + 1) ⋅ re ezért Rki ≈ RE × (h21 + 1) ⋅ re = RE × re ≈ re h21 + 1 Eddigi eredményeinkből megállapíthatjuk, hogy a közös kollektoros kapcsolás nagy bemeneti ellenállás mellett kicsi kimeneti ellenállással rendelkezik, miközben feszültségerősítése közel egységnyi. Ebből következően ez a kapcsolás kiválóan alkalmas impedancia-illesztő fokozatként való felhasználásra. A kapcsolás áramerősítése a következőképpen számolható ki: (h21 + 1) ⋅ i1 ⋅ RE × 1 h22 1 + Rf iki h22 Ai = = − ibe ⎛ ⎞ 1 h11 + (h21 + 1) ⋅ ⎜⎜ RE × × R f ⎟⎟ h22 ⎝ ⎠ ⎧ ⎛ 1 R1 × R2 × ⎨h11 + (h21 + 1) ⋅ ⎜⎜ RE × × Rf h 22 ⎝ ⎩ RE × ⎞⎫ ⎟⎟⎬ ⎠⎭ ⋅ i1 A gyakorlati alkalmazások döntő részében 1/h22 értéke lényegesen nagyobb RE-nél, ezért az RE és 1/h22 párhuzamos kapcsolása jó közelítéssel RE-vel egyezik meg. Legyen továbbá ⎛ 1 × Rf R0 =

h11 + (h21 + 1) ⋅ ⎜⎜ RE × h22 ⎝ ⎞ ⎟⎟ ⎠ ekkor az áramerősítés az alábbi alakban is megadható: Ai ≈ − RB RE ⋅ (h21 + 1) ⋅ RB + R0 RE + R f A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 45 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 46 ► ◄ 46 ► Az áramerősítés kiszámításához felhasználtuk, hogy ube = {R1 × R2 × R0 }⋅ ibe = R0 ⋅ i1 azaz ibe = A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató R0 ⋅ i1 RB × R0 Vissza Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 47 ► 6.14 Közös bázisú kapcsolás A közös bázisú kapcsolás esetén a bipoláris tranzisztor bázisa kerül váltakozó áramú szempontból a földpotenciálra, ezért a vezérlés ebben az esetben csak az emitteren képzelhető el, miközben a kimenet a

kollektor lesz. 6.8 ábra Közös bázisú kapcsolás 6.9 ábra A közös bázisú kapcsolás helyettesítő képe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 47 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 48 ► Határozzuk meg a kapcsolás üzemi paramétereit! (Számításaink során tegyük fel, hogy 1/h22 értéke olyan nagy, hogy jelentősen nem befolyásolja eredményeinket.) Au = ahol uki − h21 ⋅ i1 ⋅ (RC × R f ) ≈ ≈ g m ⋅ Rt ube − h11 ⋅ i1 Rt = RC × R f Tehát a közös bázisú kapcsolás feszültségerősítése megegyezik a közös emitteres kapcsolás feszültségerősítésével, azzal a különbséggel, hogy a közös bázisú kapcsolás nem fordít fázist. A kapcsolás bemeneti ellenállása a következő: Rbe = RE × h11 r + (h21 + 1) ⋅ re = RE × BB ≈ RE × re ≈ re h21 + 1 h21 + 1 Adott kapcsolás esetén meg kell

győződni az utolsó közelítés helyességéről! A kapcsolás kimeneti ellenállása jó közelítéssel megegyezik a kollektor-ellenállással: Rki ≈ RC A közös bázisú kapcsolás áramerősítése: h21 ⋅ i1 ⋅ Ai = RC RC + R f iki RC ≈ ≈− ibe − (h21 + 1) ⋅ i1 RC + R f A számítás más úton is elvégezhetjük. Ekkor Ai = − Au ⋅ R ⋅R Rbe r RC α 1 ≈ − g m ⋅ Rt ⋅ e ≈ − g m ⋅ C f ⋅ ⋅ ≈− Rf Rf RC + R f g m R f RC + R f Láthatóan a különböző módon számított képletek azonos eredményre vezettek. A közös bázisú kapcsolás áramerősítését gyakorlatilag az RC-ből és az Rf-ből felépülő áramosztó határozza meg. Az "áramerősítés" nagysága azonban kisebb egynél. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 48 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aszimmetrikus erősítők Vissza ◄ 49 ► 6.2 Alapkapcsolások

térvezérlésű tranzisztorral Ebben a fejezetben n-csatornás záróréteges térvezérlésű tranzisztorokkal (j-FET) felépülő aszimmetrikus erősítőkapcsolások elemzését találjuk. A bipoláris tranzisztorokkal felépülő kapcsolásokhoz hasonlóan itt is a szerint különböztetjük meg a kapcsolásokat, hogy váltakozó áramú szempontból a FET melyik kivezetése kapcsolódik a földpotenciálhoz. A három alapkapcsolás a következő: a közös source-ú vagy földelt source-ú kapcsolás esetén: a source kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a földeléshez, a bemeneti jel a gate-re kerül, a kimeneti jelet a drain-ről vehetjük le. a közös drain-ű vagy földelt drain-ű kapcsolás esetén : a drain kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a földeléshez, a bemeneti jel a gate-re kerül, a kimeneti jelet a source-ról vehetjük le. a közös gate-ű vagy földelt gate-ű kapcsolás esetén : a gate kapcsolódik váltakozó áramú szempontból a

földeléshez, a bemeneti jel a source-ra kerül, a kimeneti jelet a drain-ről vehetjük le. Az elméleti megfontolások és számítások csekély változtatással felhasználhatók abban az esetben is, ha az aktív alkatrész nem j-FET, hanem kiürítéses vagy növekményes MOS-FET lenne. Számításaink során itt is feltételezzük, hogy a kapcsolásokban szereplő csatoló- és hidegítőkondenzátorok a vizsgált frekvencián már rövidzárnak tekinthetők. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 49 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Aszimmetrikus erősítők Vissza ◄ 50 ► 6.21 Közös source-ú kapcsolás (hidegített source-ellenállással) A kapcsolás felépítését és helyettesítő képét a 6.10 és 611 ábrák mutatják. 6.10 ábra Közös source-ú kapcsolás, amikor a source-ellenállás váltakozó áramú szempontból hidegített 6.11 ábra A közös source-ú

kapcsolás (a source-ellenállás kondenzátorral hidegített) A helyettesítő kép alapján számítsuk ki a kapcsolás üzemi paramétereit! Kezdjük a feszültségerősítéssel: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 50 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ⎛ 1 − g m ⋅ uGS ⋅ ⎜⎜ × RD × R f g DS uki ⎝ Au = = ube uGS Vissza ◄ 51 ► ⎞ ⎟⎟ ⎠ ≈ −g ⋅ R m t A közelítő képlet alkalmazásakor feltételeztük, hogy 1/gDS jóval nagyobb RD vagy Rf értékénél, továbbá Rt = RD × R f A kapcsolás bemeneti ellenállása megegyezik RG-vel, mert a FET-ek esetében a gate és a source között gyakorlatilag szakadás van. Az itt fellépő ellenállás értéke gyakran 1012 Ω (!) nagyságrendbe esik. Rbe = RG A kapcsolás kimeneti ellenállását az alábbi képlettel fejezhetjük ki: Rki = RD × 1 g DS A közös source-ú kapcsolás

áramerősítését a következőképpen határozhatjuk meg: g m ⋅ uGS ⋅ Ai = iki = ibe 1 × RD g DS 1 1 × RD + R f × RD g DS g DS = g m ⋅ RG ⋅ 1 uGS × RD + R f g DS RG A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 51 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Feltételezve, hogy Vissza ◄ 52 ► 1 >> RD , a képlet az alábbi formára egyszeg DS rűsödik: Ai = g m ⋅ RG ⋅ RD RD + R f 6.22 Közös source-ú kapcsolás (hidegítetlen source-ellenállással) A hidegítetlen source-ellenállással felépített közös source-ú kapcsolást a 6.12 ábra mutatja A kapcsolás helyettesítő képét a 613 ábrán láthatjuk. 6.12 ábra Közös source-ú kapcsolás, amikor a source-ellenállás váltakozó áramú szempontból nincs hidegítve A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 52 ► Elektronika I. Aszimmetrikus

erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 53 ► 6.13 ábra A közös source-ú kapcsolás (a source-ellenállás nincs hidegítve) Ebben a kapcsolásban az RS ellenállás negatív soros áramvisszacsatolást (magyarázatát lásd később) hoz létre. Ennek hatására a kapcsolás üzemi paraméterei jelentősen módosulnak. (A számítások során 1 feltételezzük, hogy >> RD .) g DS A kapcsolás feszültségerősítése lecsökken, ahogy azt az alábbi számítás mutatja: Au = uki − g m ⋅ uGS ⋅ (RD × R f ) g m ⋅ Rt = ≈− 1 + g m ⋅ RS ube uGS + g m ⋅ uGS ⋅ RS A bemeneti ellenállás nem módosul, értéke továbbra is RG. Rbe = RG A kimeneti ellenállás gyakorlatilag nem változik. Bár a visszacsato1 lás megnöveli értékét, ennek hatása elhanyagolható. g DS ⎡ 1 ⎤ ⋅ (1 + g m ⋅ RS )⎥ ≈ RD Rki = RD × ⎢ ⎣ g DS ⎦ A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄

53 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 54 ► A kapcsolás áramerősítése az alábbi: Ai = − Au ⋅ ⎛ − g m ⋅ Rt Rbe = −⎜⎜ Rf ⎝ 1 + g m ⋅ RS ⎞ RG g ⋅R RD ⎟⎟ ⋅ = m G ⋅ ⎠ R f 1 + g m ⋅ RS RD + R f 6.23 Közös drain-ű kapcsolás 6.14 ábra Közös drain-ű kapcsolás 6.15 ábra A közös drain-ű kapcsolás helyettesítő képe A közös drain-ű kapcsolás feszültségerősítése a 6.15 ábrán látható helyettesítő kép alapján a következő: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 54 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 55 ► ⎛ 1 ⎞ 1 ⎟⎟ + g m ⋅ uGS ⋅ ⎜⎜ RS × R f × g m ⋅ ( Rt × ) g g m ⋅ Rt uki g DS DS ⎠ ⎝ = Au = = ≈ 1 ube ⎛ 1 ⎞ 1 + g ⋅ (R × ) 1 + g m ⋅ Rt ⎟⎟ uGS + g m ⋅ uGS ⋅

⎜⎜ RS × R f × m t g g DS ⎠ DS ⎝ ahol Rt = RS × R f Sajnos a FET-ek meredeksége elmarad a bipoláris tranzisztorok meredekségétől, ezért a g m ⋅ Rt szorzat értéke gyakran még egy nagyságrenddel sem haladja meg az 1-et, amiből következik, hogy a közös drain-ű kapcsolás feszültségerősítése nem tudja annyira megközelíteni az egységnyi erősítést, mint a közös kollektoros kapcsolás esetében ez történik. A feszültségerősítés közös drain-ű kapcsolás esetén várhatóan 0,7-0,9 körüli értékre áll be. A kapcsolás bemeneti ellenállása ebben az esetben is RG, azaz Rbe = RG A kimeneti ellenállás kiszámításánál figyelembe kell vennünk a vezérelt áramgenerátor hatását. A rajta eső feszültség közel akkora, mint a bemeneti feszültség (uGS), a rajta folyó áram pedig gmuGS, ezért ellenállása 1/gm. 1 1 1 Rki = RS × × ≈ g DS g m g m Általában 1/gDS valóban elhanyagolható a számításainkban, viszont RS

esetében meg kell győződni arról, hogy értéke valóban jelentősen meghaladja-e 1/gm értékét, és ezáltal valóban csak elhanyagolható mértékben befolyásolja-e az eredményt. A kimeneti ellenállás tehát közel 100 Ω, miközben a bemeneti ellenállás több MΩ is lehet, közel egységnyi feszültségerősítés mellett. A kapcsolás közel ideális impedancia-leválasztó fokozat. A közös drain-ű kapcsolás áramerősítésének kiszámítása a következőképpen történhet: Ai = − Au ⋅ Rbe g ⋅R R ≈− m t ⋅ G 1 + g m ⋅ Rt R f Rf A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 55 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 56 ► 6.24 Közös gate-ű kapcsolás 6.16 ábra Közös gate-ű kapcsolás 6.17 ábra A közös gate-ű kapcsolás helyettesítő képe A helyettesítő kép felhasználásával a közös gate-ű kapcsolás üzemi

paraméterei a következők: Au = uki − g m ⋅ uGS ⋅ ( RD × R f ) ≈ = g m ⋅ ( RD × R f ) = g m ⋅ Rt ube − uGS A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 56 ► Elektronika I. Aszimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 57 ► 1 >> RD .) g DS A közös gate-ű kapcsolás bemeneti ellenállását az alábbi összefüggéssel határozhatjuk meg: (A számítás során itt is éltünk azzal a feltételezéssel, hogy Rbe = RS × 1 1 ≈ gm gm Itt is figyelembe kell venni, hogy a vezérelt áramgenerátor árama g m ⋅ uGS , továbbá, hogy a bementi feszültség uGS nagyságú. Ebből követ1 kezően RS -sel párhuzamosan egy nagyságú ellenállás kapcsolódik. gm A közös gate-ű kapcsolás kimeneti ellenállása gyakorlatilag RD. Rki ≈ RD A közös gate-ű kapcsolás áramerősítését az RD-Rf áramosztó határozza meg: Ai = − Au ⋅ R ⋅R Rbe 1 1 RD ⋅

=− ≈ − gm ⋅ D f ⋅ Rf RD + R f g m R f RD + R f A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 57 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Módosított alapkapcsolások Vissza ◄ 58 ► 7. Módosított alapkapcsolások Ebben a fejezetben néhány olyan – gyakrabban előforduló – kapcsolásról lesz szó, melyek az előző fejezetben részletesen bemutatott alapkapcsolásokból kis kiegészítéssel létrehozhatók. 7.1 Feszültség-utánhúzó kapcsolás (bootstrap) A feszültség-utánhúzó kapcsolás lehet közös emitteres vagy közös kollektoros alapkapcsolásból kialakítva. A kapcsolások felépítését a 71, illetve a 7.2 ábra mutatja 7.1 ábra Közös emitteres feszültség-utánhúzó kapcsolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 58 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Módosított

alapkapcsolások Vissza ◄ 59 ► 7.2 ábra Közös kollektoros feszültség-utánhúzó kapcsolás 7.3 ábra A közös emitteres feszültség-utánhúzó kapcsolás helyettesítő képe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 59 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 60 ► 7.4 ábra A közös kollektoros feszültség-utánhúzó kapcsolás helyettesítő képe 7.5 ábra Segédábra a feszültség-utánhúzó kapcsolás üzemi paramétereinek kiszámításához A feszültség-utánhúzó kapcsolások üzemi paramétereinek kiszámításához vonjuk be a tranzisztor-modellünkbe az R3 ellenállást. Ezzel egy módosított tranzisztort kapunk, melynek h-paraméterei az alaptranzisztor h-paramétereihez képest meg fognak változni. A változások az alábbiak: h11 = h11 × R3 = h11 ⋅ R3 h11 + R3 h12 = h12 ≅ 0 A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 60 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató h21 = h21 ⋅ Vissza ◄ 61 ► R3 R3 + h11 h22 = h22 Most pedig határozzuk meg a közös emitteres feszültség-utánhúzó kapcsolás üzemi paraméterei közül a feszültségerősítést és a bemeneti ellenállást: g m ⋅Rt Au = − 1 + g m ⋅RE Rbe = h11 +(h21 +1) ⋅ RE A vesszővel megkülönböztetett paraméterek az alábbiak: gm ≈ h21 = h11 R3 R3 h21 ⋅ R3 + h11 R3 + h11 h21 = ≈ gm = R3 ⋅ h11 R3 × h11 h11 R3 + h11 h21 ⋅ Rt ≈ RC × R f RE = R1 × R2 × RE Behelyettesítve a fenti paramétereket: Au ≈ − g m ⋅ (RC × R f ) 1 + g m ⋅ (R1 × R2 × RE ) ⎛ ⎞ R3 Rbe = h11 × R3 + ⎜⎜1 + ⋅ h21 ⎟⎟ ⋅ (R1 × R2 × RE ) ⎝ R3 + h11 ⎠ A közös kollektoros feszültség-utánhúzó kapcsolás feszültségerősítése és bemeneti ellenállása az alábbiak

szerint alakul: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 61 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au = Vissza ◄ 62 ► g m "⋅Rt " 1 + g m "⋅Rt " Rbe = h11 +(h21 +1) ⋅ Rt " A dupla vesszővel megkülönböztetett paraméterek az alábbiak: gm"≈ h21 = h11 R3 R3 h21 ⋅ R3 + h11 R3 + h11 h21 = ≈ gm = R R3 × h11 h11 3 ⋅ h11 R3 + h11 h21 ⋅ Rt " = R1 × R2 × RE × R f × 1 h22 Behelyettesítve a fenti egyenletekbe az alábbi eredményeket kapjuk: 1 ) h22 Au = 1 1 + g m ⋅ ( R1 × R2 × RE × R f × ) h22 g m ⋅ ( R1 × R2 × RE × R f × ⎛ ⎞ R3 1 ⋅ h21 ⎟⎟ ⋅ ( R1 × R2 × RE × R f × ) Rbe = h11 × R3 + ⎜⎜1 + h22 ⎝ R3 + h11 ⎠ A feszültség-utánhúzó kapcsolás kialakításának előnye az alapkapcsolással szemben a nagy bemeneti ellenállás elérése, mely mind közös emitteres, mind

közös kollektoros kapcsolás esetén javítja az áramkör paramétereit, és szélesíti felhasználhatósági területét. Ha a feszültség-utánhúzó kapcsolás (lásd 7.1 ábra) C3 kondenzátorát nem az emitterre, hanem a földpotenciálra kötjük, akkor egy új kapcsolást kapunk, melynek bemeneti ellenállása az előzőekkel ellentétben nem nagy, hanem kicsi lesz. Az új áramkör ezen tulajdonsága kifejezetten előnyös, ha nagyfrekvenciás áramkörök esetén az erősítőnket illeszteni kell egy tápvonal (50 Ω-os vagy 75 Ω-os) ellenállásához. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 62 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 63 ► 7.6 ábra Nagyfrekvenciás közös emitteres kapcsolás kicsi bemeneti ellenállással 7.7 ábra A nagyfrekvenciás közös emitteres kapcsolás helyettesítő képe A fenti kapcsolás bemeneti ellenállása

a következő lesz: Rbe = R3 × [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] ≈ R3 A kapcsolás többi paramétere az alapkapcsolásnál megismert módon számítható. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 63 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Módosított alapkapcsolások Vissza ◄ 64 ► 7.2 Közös drain-ű kapcsolás 7.21 Közös drain-ű kapcsolás osztott source-ellenállással A közös drain-ű alapkapcsolás alábbiakban részletezett módosítása olyan nagy bemeneti ellenállást eredményez, mely az amúgy MΩ nagyságrendű RG-nél is nagyobb lehet. Ezzel a megoldással a precíziós mérőműszerek igényeit is kielégítő kapcsoláshoz jutunk Az osztott source-ú közös drain-ű kapcsolást az alábbi ábra mutatja. Helyettesítő képét ezt követően láthatjuk 7.8 ábra Közös drain-ű kapcsolás osztott source-ellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 64 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 65 ► 7.9 ábra A fenti közös drain-ű kapcsolás helyettesítő képe Először határozzuk meg a kapcsolás feszültségerősítését! A helyettesítő kép alapján írhatjuk, hogy: ⎡ 1 ⎤ g m ⋅ ⎢(RS 1 + RS 2 ) × R f × ⎥ g DS ⎦ g m ⋅ Rt ⎣ ≈ ≈ Au = ⎡ 1 + g m ⋅ Rt 1 ⎤ 1 + g m ⋅ ⎢(RS1 + RS 2 ) × R f × ⎥ g DS ⎦ ⎣ Au ≈ [ g m ⋅ (RS1 + RS 2 ) × R f [ ] 1 + g m ⋅ (RS1 + RS 2 ) × R f ] A feszültségerősítés értéke lényegesen nem változik az osztott source-ellenállás alkalmazásával. Továbbra is egyhez közeli, de egynél kisebb érték lesz Most nézzük meg a bemeneti ellenállást! Ehhez először írjuk fel a helyettesítő képen szereplő u0 feszültséget a következőképpen: u0 = RS 2 RS 2 ⋅ uki = ⋅ Au ⋅ ube RS1 + RS 2 RS1 + RS 2 A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 65 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 66 ► Ennek segítségével már felírhatjuk a bemeneti ellenállást, mely Rbe = ube RG ube ube = = = RS 2 ibe ube − u0 u − RS 2 ⋅ A ⋅ u 1− ⋅ Au be u be RS 1 + RS 2 RS1 + RS 2 RG RG Vizsgáljuk meg alaposabban a fenti egyenlet végeredményének nevezőjét! Az előzőekből tudjuk, hogy Au pozitív, egynél kisebb érték. Az RS 2 ellenállásosztó értéke is egynél kisebb szám, ezért szorzata RS1 + RS 2 Au-val szintén egy pozitív, egynél kisebb szám lesz. Ha RG-t egy ilyen számmal elosztjuk, akkor RG-nél nagyobb számot kapunk. Tehát: Rbe > RG A kapcsolás kimeneti ellenállása az alábbi: Rki = (RS 1 + RS 2 ) × 1 1 1 × ≈ g DS g m g m A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 66 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások

A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 67 ► 7.22 Közös drain-ű kapcsolás tovább növelt bemeneti ellenállással A bemeneti ellenállás még tovább növelhető, ha az RS1 ellenállást egy kondenzátorral váltakozó áramú szempontból rövidre zárjuk. 7.10 ábra A bemeneti ellenállás további növelése A bemeneti ellenállás értéke ekkor a következő lesz: Rbe = RG > RG 1 − Au Rbe ilyen kialakítás mellett elérheti a 2-10 MΩ-t is. A kimeneti ellenállás értéke ekkor: 1 1 1 × ≈ Rki = RS 2 × g DS g m g m A kapcsolás feszültségerősítése: ⎛ 1 ⎞ ⎟ g m ⋅ ⎜⎜ R f × RS 2 × g m ⋅ (R f × RS 2 ) g DS ⎟⎠ ⎝ Au = ≈ ⎛ 1 ⎞ 1 + g m ⋅ (R f × RS 2 ) ⎟⎟ 1 + g m ⋅ ⎜⎜ R f × RS 2 × g DS ⎠ ⎝ A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 67 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 68 ► 7.3 Fázishasító kapcsolás 7.31 Fázishasító kapcsolás bipoláris tranzisztorral A fázishasító kapcsolás lényege, hogy egyetlen bemeneti jellel vezérelve kettő olyan kimeneti jelet állít elő, melyek amplitúdója megegyezik, de fázisuk ellentétes. A kapcsolás egy tranzisztor felhasználásával összeállítható, ha egyesítjük a közös emitteres és a közös kollektoros kapcsolások tulajdonságait. 7.11 ábra Bipoláris tranzisztorral felépített fázishasító kapcsolás Első lépésként határozzuk meg a kapcsolás feszültségerősítését a bipoláris tranzisztor kollektorán lévő kimenetre nézve! Ekkor a kapcsolás egy közös emitteres kapcsolásnak tekinthető, melynek feszültségerősítése: Au (1) (1) − g m ⋅ ( RC × R f 1 ) uki − g m ⋅ Rt = = ≈ ube 1 + g m ⋅ RE 1 + g m ⋅ ( RE × R f 2 ) A kapcsolás feszültségerősítése a bipoláris tranzisztor emitterén lévő kimenetre nézve úgy

határozható meg, mintha az áramkör egy közös kollektoros kapcsolás lenne, azaz: Au ( 2) ( 2) g m ⋅ ( RE × R f 2 ) uki g m ⋅ Rt " = = ≈ ube 1 + g m ⋅ Rt " 1 + g m ⋅ ( RE × R f 2 ) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 68 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 69 ► A kimeneti jelek fázisa éppen 180 °-ban tér el egymástól. Nagyságuk abban az esetben egyezik meg, ha a két feszültségerősítés abszolút értékben azonos, tehát: Au (1) = Au ( 2) Ez az igényünk akkor teljesül, ha − g m ⋅ ( RC × R f 1 ) 1 + g m ⋅ ( RE × R f 2 ) vagyis = g m ⋅ ( RE × R f 2 ) 1 + g m ⋅ ( RE × R f 2 ) RC × R f 1 = RE × R f 2 A gyakorlatban gyakran élnek azzal a megoldással, melyben RC = RE és ezzel egyidejűleg R f 1 = R f 2 . Vegyük észre, hogy a két kimenet felé a feszültségerősítés nagysága

nemcsak azonos, de közel egységnyi is, tehát Au (1) = Au ( 2) ≈1 A kapcsolás bemeneti ellenállása az alapkapcsolásoknál megismert módszerek alkalmazásával: [ ] Rbe = RB1 × RB 2 × h11 + (h21 + 1) ⋅ (RE × R f 2 ) 7.32 Fázishasító kapcsolás térvezérlésű tranzisztorral Fázishasító kapcsolás kialakítható térvezérlésű tranzisztor alkalmazásával is. Ilyen kapcsolásnál a gate lesz a kapcsolás bemenete, kimenetei pedig a drain és a source. A kapcsolás így egyesíti a közös source-ú és a közös drain-ű kapcsolást. A drain-en lévő kimenetre nézve a kapcsolás közös source-ú kapcsolásnak tekinthető, ezért erre a kimeneti pontra a kapcsolás feszültségerősítése: Au (1) = (1) − g m ⋅ ( RD × R f 1 ) uki − g m ⋅ Rt = ≈ ube 1 + g m ⋅ RS 1 + g m ⋅ ( RS × R f 2 ) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 69 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 70 ► 7.12 ábra Térvezérlésű tranzisztorral (n-csatornás j-FET-tel) felépített fázishasító kapcsolás Ha a source-ot tekintjük kimenetnek, akkor a kapcsolás közös drain-ű kapcsolásként kezelhető, melynek feszültségerősítése Au ( 2) ( 2) g m ⋅ ( RS × R f 2 ) uki g m ⋅ Rt " = = ≈ ube 1 + g m ⋅ Rt " 1 + g m ⋅ ( RS × R f 2 ) A két kimeneti jel itt is ellentétes fázisú, amplitúdójuk pedig akkor egyezik meg, ha Au (1) = Au ( 2) vagyis RD × R f 1 = RS × R f 2 A feszültségerősítések abszolút értéke a FET kicsi meredeksége miatt ebben az esetben nem közelíti meg annyira az egyet, mint bipoláris tranzisztor alkalmazása esetén. Au (1) = Au ( 2) <1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 70 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄

71 ► A FET-tel kialakított fázishasító kapcsolás bemeneti ellenállása megegyezik RG-vel: Rbe = RG 7.4 Kaszkód kapcsolás A kaszkód kapcsolás két azonos típusú bipoláris tranzisztor segítségével építhető fel. Az első tranzisztor egy közös emitteres kapcsolást valósít meg. Kollektora közvetlen kapcsolatban áll a második tranzisztor emitterével, mely egyben bemeneti pontja lesz a második tranzisztorból felépített közös bázisú erősítőnek. 7.13 ábra Kaszkód kapcsolás közös bázisosztóval Összeállítható a kapcsolás úgy is, hogy mindkét tranzisztornak külön bemeneti bázisosztóval állítjuk be a munkapontját. (lásd 714 ábra) A kaszkód kapcsolás feszültségerősítését a két fokozat eredő erősítése határozza meg. Az első tranzisztor közös emitteres kapcsolás révén a következő feszültségerősítéssel rendelkezik: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 71 ►

Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au (1) = − g m ⋅ Rt ≈ − g m ⋅ Rbe (1) (1) ( 2) Vissza ≈ − g m ⋅ re (1) ( 2) ◄ 72 ► ≈ −1 Az első fokozat terhelő-ellenállása (Rt) gyakorlatilag a második fokozat bemeneti ellenállása (Rbe(2)) lesz, mely közös bázisú kapcsolás esetén re(2). Mindkét tranzisztor közel azonos munkaponti árammal dolgozik, ezért meredekségük is azonos lesz (gm(1) ≈ gm(2)). Ennek reciproka pedig – α-t egynek tekintve – re-t adja, mely szintén megegyezik a két tranzisztorra. Ennek következtében az első fokozat erősítése egységnyi, miközben a kimeneti jel a bemenettel ellenkező fázisú. 7.14 ábra Kaszkód kapcsolás külön-külön felépített bázisosztó ellenállásokkal A kapcsolásból CE kihagyása súlyos hiba, jelentős feszültségerősítéscsökkenést okoz. A második fokozat közös bázisú kapcsolás,

feszültségerősítése: Au ( 2) = gm ( 2) ⋅ Rt " ≈ g m ( 2) ⋅ (RC × R f ) A teljes kaszkód kapcsolás eredő feszültségerősítése ezek alapján: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 72 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au = Au ⋅ Au e (1) ( 2) Vissza ◄ 73 ► ≈ − g m ⋅ ( RC × R f ) A kaszkód kapcsolás bemeneti ellenállása: Rbe = RB1 × RB 2 × h11 (1) A kaszkód kapcsolás kimeneti ellenállása: Rki ≈ RC Látszólag a kapcsolásnak semmi előnye nincs egy egytranzisztoros közös emitteres kapcsolással szemben. A frekvenciafüggő tulajdonságok vizsgálata során azonban látni fogjuk, hogy a kaszkód kapcsolás nagyfrekvenciás tulajdonságai lényegesen jobbak, mint a közös emitteres kapcsolásé. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 73 ► Elektronika I.

Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 74 ► 7.5 Komplementer kaszkód kapcsolás A komplementer kaszkód kapcsolás szintén két tranzisztorból hozható létre, de itt a két tranzisztor ellenkező típusú, azaz egy npn és egy pnp tranzisztort tartalmaz. Az első fokozat a komplementer kaszkód kapcsolásnál közös kollektoros, melyet egy közös bázisú második fokozatot követ (lásd 7.15 ábra) 7.15 ábra Komplementer kaszkód kapcsolás A komplementer kaszkód kapcsolásban az első tranzisztor közös kollektoros kapcsolás révén a következő feszültségerősítéssel rendelkezik: 1 g m ⋅ Rt g m ⋅ Rbe g m ⋅ re ≈ ≈ ≈ (1) (1) ( 2) (1) ( 2) 2 1 + g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ Rbe 1 + g m ⋅ re (1) Au (1) = (1) ( 2) (1) ( 2) Az első fokozat terhelő-ellenállása a második fokozat bemeneti ellenállása lesz, mely közös bázisú kapcsolás esetén re. Mindkét tranzisztor azonos

munkaponti árammal dolgozik, melyből következően g m ⋅ re (1) ( 2) ≈1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 74 ► Elektronika I. Módosított alapkapcsolások A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 75 ► ezért az első fokozat "erősítése" 1/2. A második fokozat közös bázisú kapcsolás, feszültségerősítése: Au ( 2) = gm ( 2) ⋅ Rt " ≈ g m ( 2) ⋅ (RC × R f ) A komplementer kaszkód kapcsolás eredő feszültségerősítése ezek alapján: 1 ⋅ g m ⋅ ( RC × R f ) 2 A komplementer kaszkód kapcsolás bemeneti ellenállása: Au = Au ⋅ Au e (1) [ ( ( 2) ≈ ) Rbe = RB1 × RB 2 × h11 + h21 + 1 ⋅ re (1) (1) ( 2) ]≈ R B1 × RB 2 × (2 ⋅ h11 ) Az azonos munkaponti áram miatt már nincs jelentősége, hogy a h11 és re esetén melyik tranzisztorról van szó, mert ezek megegyeznek. (A megegyező munkaponti áramok ellenére még lehet

a két tranzisztor rBB paramétere nullától és egymástól különböző, ezért nem egyenlőségjel szerepel a jobb oldalon.) A komplementer kaszkód kapcsolás kimeneti ellenállása: Rki ≈ RC Ez a kapcsolás is kedvező nagyfrekvenciás tulajdonságokkal rendelkezik. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 75 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 76 ► 8. Kapcsolások aktív munkaellenállással Az előző fejezetekben láttuk, hogy a bipoláris tranzisztor meredeksége szoros kapcsolatban van a munkaponti árammal. Közös emitteres kapcsolás esetén a feszültségerősítés nagyságát a gm és a terhelő-ellenállás szorzata adja. Sajnos azonban egyik paraméter sem növelhető tetszőlegesen annak érdekében, hogy a kapcsolás feszültség-erősítése tovább növelhető legyen Mind gm (valójában IE), mind Rt (elsősorban RC)

növelésének határt szab a megengedhető maximális tápfeszültség. Az elérhető néhány százszoros feszültségerősítés azonban aktív munkaellenállás (áramgenerátor) alkalmazásával elérheti a 104-es értéket. Ennek a kapcsolásnak az ismertetése előtt ismerkedjünk meg a tranzisztorral felépített áramgenerátorral 8.1 Tranzisztoros áramgenerátor, áramtükör A közös emitteres kapcsolás kollektor-körében folyó áramot a bázis-emitter diódán beállított munkaponti körülmények határozzák meg. Ez az áram a kollektor-ellenállástól (legalábbis amíg normál aktív tartományban maradunk) szinte független. (A csekély függőséget a tranzisztor kimeneti karakterisztikájának enyhe emelkedése fejezi ki, mely a tranzisztor h22 paraméterével kapcsolatos.) Az emitter-ellenállás nélküli közös emitteres kapcsolás kollektorkörébe elhelyezett RC ellenálláson, vagy más alkatrészen, például diódán átfolyó áram kívülről

rákényszerített áram. Így a közös emitteres kapcsolás kollektor-körét tekintve felfogható egy áramgenerátornak is. Ennek áramát a bázis-emitter dióda határozza meg A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 76 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 77 ► 8.1 ábra A bipoláris tranzisztor, mint áramgenerátor Az áramgenerátor belső ellenállása megegyezik a bipoláris tranzisztor 1/h22 paraméterével, azaz Rki á. g = r 1 = e h22 2 ⋅ μ Az előbbi kapcsolás erősen hőmérséklet-érzékeny, ezért a bázisosztó helyett alkalmazzunk diódát, ahogy azt a 8.2 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 77 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 78 ► 8.2 ábra

Hőmérsékletstabilizált áramgenerátor diódával Integrált áramköri kivitelben a diódát is bipoláris tranzisztorként valósítják meg a kollektor és a bázis összekötésével. Ilyen megoldást mutat a 8.3 ábra 8.3 ábra Bipoláris tranzisztorokkal felépített áramtükör (a két ábra megegyezik, elterjedtebb a bal oldali összeállítás) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 78 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 79 ► A fenti kapcsolás esetén az R1 ellenálláson átfolyó I1 = U t − U BE R1 áram határozza meg az R2 ellenálláson átfolyó áramot. A tranzisztorok áramerősítési tényezőjétől (B-től) függően a két áram jó közelítéssel azonosnak tekinthető. I1 B + 2 = ≈1 I2 B Azt is mondhatjuk, hogy az R1-gyen átfolyó áram tükröződik az R2-es ellenállásra. Ezért ezt a megoldást

áramtükörnek hívjuk (84 ábra) 8.4 ábra Áramtükör npn és pnp tranzisztorpárral felépítve A bipoláris tranzisztorral felépített áramgenerátor (lásd 8.1 ábra) belső ellenállása negatív soros áram-visszacsatolással növelhető, ahogy azt a 8.5 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 79 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 80 ► 8.5 ábra Az áramgenerátor belső ellenállásának növelése RE beépítésével Az áramgenerátor belső ellenállása ekkor a visszacsatolás miatt megnövekszik, értéke: Rki á. g = r 1 ⋅ (1 + g m ⋅ RE ) = e ⋅ (1 + g m ⋅ RE ) h22 2⋅ μ Ezzel a megoldással akár 10 MΩ-os belső ellenállás is elérhető. Ha áramtükörre van szükségünk, akkor annak kapcsolási rajza az alábbi: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 80

► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 81 ► 8.6 ábra Áramtükör megnövelt belső ellenállással A fenti kapcsolások további előnye, hogy egy, az emitterek közé kapcsolt potenciométerrel – melynek középleágazása a földre, illetve a tápfeszültségre kapcsolódik – nagyon pontosan kiegyenlíthető a két ág árama. Ha R1-et és R2-t szándékosan különbözőre választjuk, esetleg az egyiket rövidzárral helyettesítjük, akkor az áramtükör "áttétele" egytől különböző is lehet. További áramtükör-megoldásokat találunk a 87 ábrán: 8.7 ábra Javított kivitelű áramtükrök A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 81 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 82 ► 8.8 ábra Áramgenerátor

kialakítása j-FET alkalmazásával Áramgenerátor készíthető FET felhasználásával is. A 88 ábra egy elterjedt kapcsolást mutat. Az n-csatornás j-FET negatív gate-source feszültségét a source és a föld közé kötött Zener-dióda állítja be A Zenerdiódán kialakuló stabil feszültség közel állandó gate-source feszültséget eredményez, aminek hatására a j-FET drain árama is állandó értéken marad, függetlenül a drain feszültségtől. Az állandónak tekinthető drain-áram miatt a source-áram is stabil lesz, mely így a Zener diódán kialakuló feszültséget is konstans értéken tartja. Ez pedig tovább stabilizálja a gate-source feszültséget és általa a drain áramot. Áramtükör is kialakítható térvezérlésű tranzisztorok segítségével. Álljon itt példaként MOSFET-ekből álló áramtükör! (A 8.9 ábrán bal oldalt n-csatornás, jobb oldalt p-csatornás MOSFET-ekből kialakított áramtükröket láthatunk) A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 82 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 83 ► 8.9 ábra Áramtükrök MOSFET-ek felhasználásával 8.2 Közös emitteres kapcsolás aktív munkaellenállással Miután megismerkedtünk a tranzisztorokból létrehozható áramgenerátorok legegyszerűbb formáival, készítsünk közös emitteres kapcsolást úgy, hogy a kollektor-ellenállás helyett áramgenerátort helyezünk a kollektor-körbe. A kapcsolást a 810 ábrán láthatjuk 8.10 ábra Aktív terheléses közös emitteres kapcsolás (elvi kapcsolási rajz) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 83 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 84 ► 8.11 ábra Aktív terheléses közös emitteres kapcsolás tényleges

kialakítása pnp tranzisztoros áramtükörrel Az erősítőként kapcsolt tranzisztor kollektora most lényegesen nagyobb terhelő-ellenállást lát, mint korábban. Ezáltal feszültségerősítése jelentősen meg fog nőni. (Persze tételezzük fel, hogy ezt a nagy értékű terhelő-ellenállást nem rontjuk le egy kis impedanciájú fogyasztóval.) Végtelen nagy ellenállású fogyasztót feltételezve a kapcsolás feszültségerősítése: Au = − g m ⋅ Rt = − g m ⋅ ( (1) (1) 1 h22 (1) × 1 h22 ( 2) ) = − gm ⋅ re α 1 =− ≈− 4⋅μ 4⋅μ 4⋅μ A számítások során kihasználtuk, hogy T1 és T2 azonos emitteráramokkal rendelkezik. Ilyen beállítások esetén az aktív terheléses közös emitteres kapcsolás feszültségerősítése meghaladhatja az 1000-t, sőt integrált kivitelben nem ritka a 10 000-es érték sem. Egyetlen fokozat alkalmazásával ez nagyon jó eredmény Itt helyhiány miatt nem részletezett számítások alapján a

feszültségerősítés meghatározásának egy másik formája is van. Eszerint: Au = U An × U Ap UT , ahol A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 84 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza U An U Ap az npn tranzisztor Early-feszültsége, a pnp tranzisztor Early-feszültsége, UT pedig a termikus feszültség értéke. ◄ 85 ► Az Early-feszültség szemléletesen a tranzisztor kimeneti karakterisztikája alapján szerkeszthető meg. A normál aktív tartomány közel vízszintes IB= állandóhoz tartozó karakterisztika-seregének érintői meghoszszabbítva az npn tranzisztor esetén negatív, pnp tranzisztor esetén pozitív UCE tengelyen egy pontban metszik egymást. Ez a pont az Earlyfeszültség, mely npn tranzisztor esetén negatív, míg pnp tranzisztor esetén pozitív érték lesz, és a konkrét eszköztől függően nagysága

100-150 V körül adódik. A kapcsolás további előnye a kedvező kivezérelhetőség, továbbá az integrált kiviteli formában jelentkező kis helyigény. A műveleti erősítők belső felépítésének tanulmányozása során látjuk majd, hogy a feszültségerősítés feladatát döntően ilyen aktív terheléses közös emitteres kapcsolások látják el. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 85 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 86 ► 8.3 Közös kollektoros kapcsolás aktív munkaellenállással Az előzőekben láthattuk, hogy a közös emitteres kapcsolás terhelő-ellenállásának áramgenerátorral történő kiváltása milyen jelentős előnyökkel járt. Hasonló meggondolással a közös kollektoros kapcsolás emitter-körét terhelő ellenállások is helyettesíthetők áramgenerátorral, vagyis aktív terheléssel.

8.12 ábra Aktív terheléses közös kollektoros kapcsolás (elvi kapcsolási rajz) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 86 ► Elektronika I. Kapcsolások aktív munkaellenállással A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 87 ► 8.13 ábra Aktív terheléses közös kollektoros kapcsolás tényleges kialakítása npn tranzisztoros áramtükörrel Az aktív terheléses közös kollektoros kapcsolás szinte ideális leválasztó fokozatnak tekinthető. Nagy bemeneti ellenállással és kicsi kimeneti ellenállással rendelkezik, feszültségerősítése pedig gyakorlatilag egységnyi. Elsősorban kis áramú munkapontban üzemelő vagy a működési frekvencia szempontjából érzékeny áramkörök (például oszcillátorok, szűrők) leválasztására használják. Itt is meg kell említeni a kedvező kivezérelhetőséget, továbbá, hogy ezzel a megoldással elsősorban az integrált áramkörök

belső felépítésénél fogunk találkozni. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 87 ► Elektronika I. Tranzisztorpárok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 88 ► 9. Tranzisztorpárok A továbbiakban olyan kapcsolási megoldásokról lesz szó, melyekben két tranzisztort (melyek lehetnek azonosan npn vagy pnp típusúak, illetve különbözőek, de akár térvezérlésű és bipoláris együtt is) kapcsolunk úgy össze, hogy ezáltal eredőben egy újabb, de az előbbieknél valamilyen szempontból jobb tulajdonságú "tranzisztort" kapunk. 9.1 Darlington kapcsolás Darlington kapcsolás esetén azonos típusú bipoláris tranzisztorokat kapcsolunk össze úgy, hogy az első tranzisztor emittere a második tranzisztor bázisára kapcsolódik, miközben a kollektoruk össze van kötve. Ez lesz egyben az eredő "tranzisztor" kollektora is, melynek bázisa az első tranzisztor

bázisa, emittere a második tranzisztor emittere lesz. A kapcsolás felépítését a 91 és 92 ábra mutatja 9.1 ábra Darlington kapcsolás npn tranzisztorokkal A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 88 ► Elektronika I. Tranzisztorpárok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 89 ► 9.2 ábra Darlington kapcsolás pnp tranzisztorokkal Ha a tranzisztorok h12 paraméterét nullának vesszük, és így a feszültség-visszahatástól eltekintünk, akkor az eredő "tranzisztor" további h-paraméterei a következők lesznek: (e) h11 (e) h21 (1) = h21 + h21 (1) h22 (e) ( ) = h11 + h21 + 1 ⋅ h11 ( 2) = h22 (1) + h21 ⋅ h21 ( 2) (1) + (h21 ( 2) ( 2) ( 2) ≈ h21 ⋅ h21 + 1) ⋅ h22 (1) ( 2) (1) Darlington kapcsolást két ok miatt alkalmaznak előszeretettel. Egyrészt, ezáltal az eredő kapcsolás h11(e) paramétere jelentősen megnő, másrészt az áramerősítési

tényező h21(e) értéke az eredetinek közel négyzetére emelkedik. Az előbbi nagy bemeneti ellenállás elérését teszi lehetővé, az utóbbi pedig olyan esetekben is biztosíthatja a kellően nagy áramerősítést, amikor azt egyetlen tranzisztor az adott munkapontban nem képes szolgáltatni. Ilyen eset például, amikor a teljesítményerősítők végtranzisztorai a nagy áramok mellett jelentősen lecsökkent h21 értéket mutatnak. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 89 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Tranzisztorpárok Vissza ◄ 90 ► 9.2 n-csatornás j-FET és npn, valamint p-csatornás j-FET és pnp tranzisztorpárok Tranzisztorpárok esetén olyan kapcsolási megoldás is létezik, melyben az egyik tranzisztor térvezérlésű, míg a másik bipoláris tranzisztor. Olyan kialakítás, melyben mindkettő térvezérlésű tranzisztor lenne, nem lehetséges, mert a FET-ek

feszültségvezérelt eszközök, miközben a drain, illetve a source áramot szolgáltat a kimenetén. Ugyanezen ok miatt a térvezérlésű tranzisztor – bipoláris tranzisztor-párok első tagja mindig FET és a második tagja bipoláris tranzisztor. Ha n-csatornás j-FET-et és npn bipoláris tranzisztort, illetve p-csatornás j-FET-et és pnp bipoláris tranzisztort építünk össze, akkor a source kapcsolódik össze a bázissal, a drain a kollektorral. Az eredő kapcsolás ekkor j-FET-nek tekinthető, ahogy azt a 9.3, illetve a 94 ábrákon láthatjuk: 9.3 ábra n-csatornás j-FET-tel és npn tranzisztorral felépített tranzisztorpár 9.4 ábra p-csatornás j-FET-tel és pnp tranzisztorral felépített tranzisztorpár A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 90 ► Elektronika I. Tranzisztorpárok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 91 ► A térvezérlésű tranzisztor miatt az ilyen

kialakítású tranzisztorpárok gyakorlatilag végtelen nagy bemeneti ellenállással rendelkeznek. Az eredő térvezérlésű tranzisztor meredeksége megnő, értéke: gm (e) = g m ⋅ h21 (1) ( 2) Az eredő térvezérlésű tranzisztor drain-source közötti vezetése az alábbi képlettel adható meg: g DS (e) = h22 ( 2) ( + h21 ( 2) ) + 1 ⋅ g DS (1) 9.3 Kompozit tranzisztorpár Kompozit tranzisztorpárok akkor állnak elő, ha két különböző típusú (npn és pnp) tranzisztort kapcsolunk úgy össze, hogy az első tranzisztor kollektora a második tranzisztor bázisára kapcsolódik, miközben az első tranzisztor emittere és a második tranzisztor kollektora össze van kötve. Ilyen megoldásokat mutat a 95 és a 96 ábra 9.5 ábra Eredően npn kompozit tranzisztorpár A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 91 ► Elektronika I. Tranzisztorpárok A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza

◄ 92 ► 9.6 ábra Eredően pnp kompozit tranzisztorpár Az eredő tranzisztor típusát ezekben az esetekben mindig az első tranzisztor határozza meg. A h12 paramétert elhanyagolva az eredő tranzisztor többi h-paramétere az alábbi képletek által határozható meg: ( e) h11 (e) h21 h22 (e) = h11 (1) = h21 ⋅ h21 = h22 ( 2) + h21 ( 2) + 1 ⋅ h22 (1) ( 2) ( + h21 (1) ) (1) Az így összeállított tranzisztorpárok közül a 9.6 ábrának megfelelő megoldást gyakran alkalmazták a gyengébb paraméterekkel rendelkező pnp végtranzisztorok kiváltására, és ezáltal kvázikomplementer végfokozatok kialakítására. 9.4 n-csatornás j-FET és pnp, valamint p-csatornás j-FET és npn tranzisztorpárok 9.7 ábra Tranzisztorpár n-csatornás j-FET és pnp bipoláris tranzisztor felhasználásával A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 92 ► Elektronika I. Tranzisztorpárok A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 93 ► Létrehozhatók működőképes tranzisztorpárok n-csatornás FET-ek és pnp bipoláris tranzisztorok, valamint p-csatornás FET-ek és npn bipoláris tranzisztorok felhasználásával is. Ezeket láthatjuk a 97 és 9.8 ábrán Az eredő eszköz ebben az esetben az elöl elhelyezkedő FET-hez fog hasonlítani, de paraméterei módosulnak. 9.8 ábra Tranzisztorpár p-csatornás j-FET és npn bipoláris tranzisztor felhasználásával Az elöl lévő FET miatt az eredő eszköz bemeneti ellenállása végtelen nagynak tekinthető. A meredekség előnyösen változik, értéke: gm (e) = g m ⋅ h21 (1) ( 2) Az eredő térvezérlésű tranzisztor drain-source közötti vezetése az alábbi összefüggéssel adható meg: g DS (e) = h22 ( 2) ( + h21 ( 2) ) + 1 ⋅ g DS (1) Nagyon ritkán előfordul, hogy kettőnél több tranzisztort kapcsolnak össze az előzőekben vázolt (4.6a-d) megoldások kombinációjával Ne

felejtsük el azonban, hogy az áramerősítési tényező (B, illetve β) növelésére más módszerek is vannak. A keskenybázisú vagy szuperbétájú tranzisztorokkal elérhető az ezret meghaladó áramerősítési tényező is A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 93 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 94 ► 10. Szimmetrikus erősítők Az eddigiek során mindig átmenő földdel rendelkező, egy bemenettel és egy kimenettel ellátott aszimmetrikus erősítőkről volt szó. Az ebben a fejezetben ismertetésre kerülő erősítőknek két, egymástól független bemenete és két (esetleg egy) kimenete lesz. 10.1 ábra Szimmetrikus erősítő A szimmetrikus erősítők vezérlési formája lehet: általános vagy speciális, ezen belül: - szimmetrikus, - aszimmetrikus vagy - közös vezérlés. Általános vezérlés esetén semmilyen megkötést

nem teszünk ube1 és ube2 kapcsolatára, egymástól teljesen függetlenül változhatnak. Az általános vezérlés vektordiagramját a 102 ábra mutatja: 10.2 ábra Az általános vezérlés vektordiagramja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 94 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 95 ► A feszültségeket vektorokkal ábrázolva jutunk a 10.2 ábrához A bemeneteket vezérlő ube1 és ube2 feszültségeket felírhatjuk a bemenetekre jutó közös és szimmetrikus komponensek segítségével. A közös komponens a bemenetekre kerülő vezérlőjelek összegének a fele, míg a szimmetrikus komponens a két vezérlőjel különbségeként adható meg Képletszerűen: ubes = ube1 − ube 2 ubek = ube1 + ube 2 2 Ezek alapján a bemeneti jelek a közös és szimmetrikus összetevők segítségével a következő alakra hozhatók: ube1 = ubek + ubes 2

ube 2 = ubek − ubes 2 Most pedig térjünk rá a speciális vezérlési formákra. Abban az esetben, ha a bemeneti jeleknek közös komponense nincs, szimmetrikus vezérlésről beszélünk. A szimmetrikus vezérlés vektordiagramját a 103 ábra mutatja: 10.3 ábra A szimmetrikus vezérlés vektordiagramja A vektorok szemléletesen mutatják a feszültségek egymáshoz való viszonyát, kapcsolatát. Képletszerűen az alábbi összefüggések adhatók meg: ubek ≡ 0 ube1 = −ube 2 = ubes 2 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 95 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 96 ► ube1 = ube 2 Szimmetrikus vezérlés esetén tehát a bemeneti jelek azonos nagyságúak, de fázisuk ellentétes. Szintén speciális vezérlési formának nevezhető az az eset, amikor a bemeneti jelek szimmetrikus komponense hiányzik. Ezt a vezérlési formát közös

vezérlésnek nevezzük. A közös vezérlés vektordiagramját a 104 ábrán láthatjuk. 10.4 ábra A közös vezérlés vektordiagramja A közös vezérlés esetén az alábbi összefüggések állnak fenn: ubes ≡ 0 ube1 = ube 2 = ubek Mivel közös vezérlésnél a két bemeneti jel amplitúdója és fázisa is megegyezik, gyakorlatilag úgy tekinthetjük, hogy a két bemenet össze van kötve. A speciális vezérlési formák harmadik esete az, amikor az egyik bemeneti jel vezérlés nélkül marad. Ekkor aszimmetrikus vezérlésről beszélünk Későbbi tanulmányaink során látni fogjuk, hogy a műveleti erősítők gyakran aszimmetrikus vezérléssel dolgoznak Az aszimmetrikus vezérlés vektordiagramját a 105 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 96 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 97 ► 10.5 ábra Az aszimmetrikus vezérlés

vektordiagramja ube 2 ≡ 0 ube1 = ubes = 2 ⋅ ubek A bemeneti jelekre bemutatott felbontáshoz hasonlóan a kimeneti jelek is felírhatók közös és szimmetrikus komponensek segítségével: ukis = uki1 − uki 2 ukik = uki1 + uki 2 2 uki1 = ukik + ukis 2 uki 2 = ukik − ukis 2 Mindezek ismeretében már felírhatjuk a bemeneti és a kimeneti jelek közötti kapcsolatot: ukis = Auss ⋅ ubes + Ausk ⋅ ubek ukik = Auks ⋅ ubes + Aukk ⋅ ubek Az egyenletekben szereplő négy erősítés-paraméter definíció szerint az alábbi képletekkel adható meg: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 97 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza Auss = ukis ubes u bek = 0 Ausk = ukis ubek u bes = 0 Auks = ukik ubes u bek = 0 Aukk = ◄ ukik ubek 98 ► u bes = 0 A két kimenet helyett gyakran csak egyetlen kimenettel rendelkezik az erősítő. Így

szimmetrikus bemenetű és aszimmetrikus kimenetű kapcsoláshoz jutunk Ilyenek az analóg kapcsolástechnikában nagyon elterjedt műveleti erősítők. Vezessük le egyetlen kimenet esetén a szimmetrikus bemenettel rendelkező erősítő kimeneti jelének nagyságát: ukia = ukik + = ukis 1 1 = ⋅ Auss ⋅ ubes + ⋅ Ausk ⋅ ubek + Auks ⋅ ubes + Aukk ⋅ ubek = 2 2 2 ⎛ ⎞ 1 A A A ⋅ Auss ⋅ ⎜⎜ ubes + usk ⋅ ubek + 2 ⋅ uks ⋅ ubes + 2 ⋅ ukk ⋅ ubek ⎟⎟ ≈ 2 Auss Auss Auss ⎝ ⎠ A zárójelben szereplő harmadik tag a gyakorlati mérések tanúsága szerint elhanyagolhatóan kicsi, ezért ukia ≈ ⎡ ⎛A 1 A ⋅ Auss ⋅ ⎢ubes + ⎜⎜ usk + 2 ⋅ ukk 2 Auss ⎝ Auss ⎣⎢ ⎤ ⎞ ⎟⎟ ⋅ ubek ⎥ ⎠ ⎦⎥ A kettős zárójelben szereplő hányadosok reciprokát fontosságuk miatt külön névvel jelöljük. A szimmetrikus, illetve a közös bemeneti jel hatására létrejövő szimmetrikus kimeneti jelre vizsgált feszültségerősítések

hányadosát közösjel-elnyomási tényezőnek hívjuk, és Ek-val jelöljük. Ek = Auss Ausk A szimmetrikus bemeneti jel hatására létrejövő szimmetrikus kimeneti feszültség-erősítés és a közös bemeneti jel hatására létrejövő közös kimeneti feszültség-erősítés hányadosát diszkriminációs tényezőnek hívjuk, és Du-val rövidítjük. Du = Auss Aukk Mindkét paraméter arra utal, hogy mennyire dominál a kimeneti jelben a szimmetrikus bemeneti jel hatására létrejövő szimmetrikus kimeneti komponens. Áramköreink döntő többségében azt szeretnénk elérni, A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 98 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 99 ► hogy Auss lényegesen nagyobb legyen a többi erősítésparaméternél, azaz Ek és Du minél nagyobb legyen, lehetőleg tartson a végtelenhez. Behelyettesítve a fenti egyenletbe,

a kimeneti jelre Ek és Du segítségével az alábbi alakot kapjuk: ukia ≈ ⎡ ⎤ ⎛ 1 1 2 ⎞ ⎟⎟ ⋅ ubek ⎥ ⋅ Auss ⋅ ⎢ubes + ⎜⎜ + 2 ⎝ Ek Du ⎠ ⎣⎢ ⎦⎥ Gyakran nem adják meg Ek és Du értékeit külön-külön, hanem helyette egyetlen adattal jellemzik a kapcsolást, melyet közösmódusú jelelnyomási tényezőnek hívnak. Angol nevének (Common Mode Rejection Ratio) rövidítése alapján ezt CMRR-rel jelöljük, meghatározása pedig a következő egyenlet alapján történhet: 1 1 2 = + CMRR Ek Du Természetesen szeretnénk, ha CMRR is minél nagyobb értéket venne fel. 10.1 A differenciálerősítő 10.6 ábra Differenciálerősítő A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 99 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 100 ► Az analóg áramkörök között gyakorlati jelentősége miatt kiemelkedően fontos a

differenciálerősítő. Az analóg integrált áramkörök alapvető eleme Nélkülözhetetlen a műveleti erősítőkben, komparátorokban, szorzókban, modulátorokban, demodulátorokban és AM-FM készülékekben egyaránt. A kapcsolást – legegyszerűbb formájában – a 106 ábrán láthatjuk. A differenciálerősítő transzfer karakterisztikáját (IC-Ubes) az alábbi számításokkal határozhatjuk meg: U BE 1 ⎛ UUBE1 ⎞ T ⎜ ⎟ − 1 ≈ I ES ⋅ e U T I E1 = I ES ⋅ e ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ IE2 U BE 2 ⎛ UUBE 2 ⎞ T ⎜ ⎟ = I ES ⋅ e − 1 ≈ I ES ⋅ e U T ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ I 0 = I E1 + I E 2 ≈ I ES ⋅ e U BE 1 UT + I ES ⋅ e U BE 2 UT U BE 2 −U BE 1 ⎛ ⎞ ⎜ I 0 ≈ I ES ⋅ e ⋅ 1 + e UT ⎟ 1424 3 ⎜ ⎟ ⎝ ⎠ I E1 U BE 1 UT U BE 1 −U BE 2 ⎛ ⎜ I 0 ≈ I ES ⋅ e ⋅ 1 + e UT 1424 3 ⎜ ⎝ IE2 U BE 2 UT ⎞ ⎟ ⎟ ⎠ Most használjuk ki az alábbi trigonometriai összefüggést: 1 1 ⎛ x⎞ = ⋅ ⎜1 + th ⎟ −x 1+ e 2 ⎝ 2⎠

Ez alapján: I E1 ≈ 1+ e IE2 ≈ 1+ e I ≈ ⎛ 1 U − U BE 2 ⎞ ⎟⎟ ⋅ I 0 ⋅ ⎜⎜1 + th BE1 ⋅ 2 2 U T ⎝ ⎠ I ≈ ⎛ 1 U − U BE 2 ⎞ ⎟⎟ ⋅ I 0 ⋅ ⎜⎜1 − th BE1 2 2 ⋅ UT ⎝ ⎠ 0 U BE 2 −U BE 1 UT 0 U BE 1 −U BE 2 UT A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 100 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 101 ► Tudjuk továbbá, hogy I C 1 ≈ α ⋅ I E1 = és β β +1 ⋅ I E1 IC 2 ≈ α ⋅ I E 2 = β β +1 ⋅ IE2 U BE1 − U BE 2 = U be1 − U be 2 = U bes ezért az alábbi – I0-ra és UT-re normalizált (így mértékegység nélküli) – egyenletekhez jutunk: I C1 1 ⎛ U ≈ α ⋅ ⋅ ⎜⎜1 + th bes I0 2 ⎝ 2 ⋅ UT ⎞ 1 ⎛ U ⎟⎟ ≈ ⋅ ⎜⎜1 + th bes 2 ⋅ UT ⎠ 2 ⎝ ⎞ ⎟⎟ ⎠ y1 = x⎞ 1 ⎛ ⋅ ⎜1 + th ⎟ 2 ⎝ 2⎠ IC 2 1 ⎛ U ≈ α ⋅ ⋅ ⎜⎜1 − th bes I0 2 ⎝ 2

⋅ UT ⎞ 1 ⎛ U ⎟⎟ ≈ ⋅ ⎜⎜1 − th bes 2 ⋅ UT ⎠ 2 ⎝ ⎞ ⎟⎟ ⎠ y2 = x⎞ 1 ⎛ ⋅ ⎜1 − th ⎟ 2 ⎝ 2⎠ A jobb oldalon az áttekinthetőség érdekében x-y-nal helyettesítettük a változókat. (feltéve, hogy α ≈1) Kiszámítva a konkrét értékeket az alábbi táblázathoz jutunk: x y1 y2 -4 -3 0,018 0,047 0,982 0,953 -2 0,12 0,88 -1 0,27 0,73 0 0,5 0,5 1 0,73 0,27 2 0,88 0,12 3 4 0,953 0,982 0,047 0,018 Eredményeinket grafikusan ábrázolva a 10.7 ábrán láthatjuk A karakterisztika alapján kijelenthetjük, hogy a differenciálerősítő csak kb. ± UT bemeneti feszültségtartományban tekinthető lineárisnak, tehát kb. ± 25 mV-ig (!) Ha a bemeneti jel nagysága meghaladja a ± 4 UT-t, azaz kb. ± 100 mV-ot, akkor gyakorlatilag csak az egyik tranzisztoron folyik áram, csaknem az összes, míg a másik lezártnak tekinthető Ekkor a kapcsolás már határolni fog A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 101 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 102 ► 10.7 ábra A differenciálerősítő transzfer karakterisztikája A transzfer karakterisztika az Ubes = 0 esetén emelkedik a leggyorsabban. A kapcsolás meredeksége (S) ebben a pontban (S0): S0 = dI C dU bes U bes = 0 = 1 α ⋅ I0 α ⋅ I0 ⋅ = 2 2 ⋅ UT 4 ⋅ UT A differenciálerősítő meredeksége a teljes bemeneti jeltartományban: S= dI C α ⋅ I0 = dU bes 4 ⋅ U T ⎛ U ⋅ ⎜⎜1 − th 2 bes 2 ⋅ UT ⎝ ⎞ ⎟⎟ ⎠ normalizálva: U S = 1 − th 2 bes S0 2 ⋅UT x y -4 0,08 -3 0,2 -2 0,4 -1 0,8 y = 1 − th 2 0 1 1 0,8 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató x 2 2 0,4 3 0,2 Vissza 4 0,08 ◄ 102 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 103 ► Ábrázolva a fenti adatokat a következő

grafikont kapjuk: 10.8 ábra A differenciálerősítő meredekségének változása a vezérlés függvényében A linearitási tartomány növelése érdekében a 10.6 ábrán látható kapcsolást lássuk el negatív soros áram-visszacsatolással: (lásd 10.9 ábra) 10.9 ábra A linearitási tartomány növelése -SI visszacsatolással (RE) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 103 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 104 ► 10.10 ábra A -SI visszacsatolás hatása a transzfer karakterisztikára 10.11 ábra A meredekség változása a -SI-visszacsatolás következtében A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 104 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 105 ► Az emitterköri RE ellenállások beépítésével a transzfer

karakterisztika laposabbá válik, és ezáltal a linearitási tartomány megnő. Ezzel egyidejűleg azonban a kapcsolás meredeksége (és ezáltal feszültségerősítése is) leromlik. A 10.6 ábrán látható kapcsolásra határozzuk meg a különböző vezérlések mellett a differenciálerősítő üzemi paramétereit! 10.2 A diferenciálerősítő különböző vezérlési formák esetén 10.21 A differenciálerősítő szimmetrikus vezérlése Szimmetrikus vezérlés esetén a tranzisztorok közös emitterpontjának és a fogyasztó középpontjának egyenfeszültsége nem változik, így ezek virtuális földpontnak tekinthetők számításaink során. Ezáltal a kapcsolás két, ellentétes fázisban működő, hidegített emitteres közös emitteres kapcsolásra osztható, melyeknek kollektorán a fogyasztónak csak a fele látszik terhelésként. Szimmetrikus bemeneti jel hatására a kimeneti jel szimmetrikus komponensének erősítése ezek alapján: Auss = ⎛ 1 Rf

ukis = − g m ⋅ ⎜⎜ RC × × ubes h22 2 ⎝ R ⎞ ⎛ ⎟⎟ ≈ − g m ⋅ ⎜⎜ RC × f 2 ⎝ ⎠ ⎞ ⎟⎟ ⎠ A teljes szimmetria miatt szimmetrikus bemeneti jelre közös kimeneti komponens ideális esetben nem lesz, tehát: Auks = ukik =0 ubes A kapcsolás bemeneti ellenállása éppen kétszerese az így félbevágott kapcsolásnak: Rbes = 2 ⋅ (RB × h11 ) = 2 ⋅ {RB × [rBB + (h21 + 1) ⋅ re ]} A kimeneti ellenállás hasonlóan kétszerese a félbevágott kapcsolásnak: ⎛ 1 ⎞ ⎟ ≈ 2 ⋅ RC Rkis = 2 ⋅ ⎜⎜ RC × h22 ⎟⎠ ⎝ A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 105 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 106 ► 10.22 A differenciálerősítő közös vezérlése Közös vezérlés esetén az 5.6 kapcsolás két teljesen egyforma, párhuzamosan kötött hidegítetlen emitteres közös emitteres kapcsolásra osztható,

ahol az emitterekhez az RE ellenállások kétszeresének megfelelő ellenállás csatlakozik. Ugyanakkor a fogyasztó két végpontja mindig azonos potenciálon lesz, ezért rajta áram nem fog folyni, következésképpen úgy tekinthető, mintha Rf ott sem lenne. Közös bemeneti jel hatására a kimeneti jel közös komponensének erősítése ezek alapján: Aukk = ukik g m ⋅ RC =− 1 + g m ⋅ 2 ⋅ RE ubek A teljes szimmetria miatt ideális esetben közös bemeneti jelre szimmetrikus kimeneti komponens nem lesz, tehát: Ausk = ukis =0 ubek A kapcsolás bemeneti ellenállása éppen fele lesz a két teljesen egyforma, párhuzamosan kapcsolt áramkör egyikének, ezért: Rbek = 1 ⋅ {RB × [h11 + (h21 + 1) ⋅ 2 ⋅ RE ]} 2 A kimeneti ellenállás hasonlóan fele a párhuzamosan kötött kapcsolások egyikének, azaz: 1 Rkik = ⋅ RC 2 10.23 A differenciálerősítő aszimmetrikus vezérlése Aszimmetrikus vezérlés során a bemeneti jellel nem vezérelt tranzisztor

(T2) közös bázisú kapcsolássá válik, míg a vezérelt tranzisztor (T1) közös emitteres kapcsolás lesz, melynek emitterkörében a T2-ből felépülő közös bázisú kapcsolás bemeneti ellenállása látszik. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 106 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 107 ► A számítások egyszerűsítése miatt tekintsünk el a fogyasztó hatásától. Továbbá feltesszük, hogy a két tranzisztor teljesen azonos munkapontban dolgozik Ekkor a kapcsolás erősítése a vezérelt (T1) tranzisztor kollektoráig: 1 g m ⋅ RC g m ⋅ RC ≈− ≈ − ⋅ g m ⋅ RC (1) ( KB ) (1) ( 2) 2 1 + g m Rbe 1 + g m ⋅ re (1) Au1 = − (1) A T2-es tranzisztor kollektoráig mindkét tranzisztoron áthalad a jel. Az első tranzisztor ebből a szempontból közös kollektoros kapcsolásban dolgozik Ennek kimeneti jele vezérli a közös

bázisú második tranzisztort g m ⋅ Rt g m ⋅ re ( 2) ( 2) ( 2) ⋅ g m ⋅ Rt = ⋅ g m ⋅ Rc (1) (1) (1) ( 2) 1 + g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ re (1) Au 2 = Au 2 ⋅ Au 2 (1) ( 2) = (1) Au 2 = (1) ( 2) 1 ( 2) ⋅ g m ⋅ Rc 2 A kapcsolás eredő erősítése (a két kollektor között értelmezve): Au (e) = Au1 − Au 2 = − g m ⋅ Rc Láthatóan a kapcsolás teljesen úgy viselkedik, mintha szimmetrikus vezérlést kapna. Figyelembe véve a fogyasztót is, a kapcsolás feszültségerősítése: R ⎞ RC ⋅ R f ⎛ (e) Au = − g m ⋅ ⎜⎜ RC × f ⎟⎟ = − g m ⋅ 2 ⎠ 2 ⋅ RC + R f ⎝ [ ( ) ( × R )] ≈ + (h + 1)⋅ (r × R )] ≈ R × [h + (h + 1)⋅ r ] ≈ ≈ R × (h + h ) ≈ R × (2 ⋅ h ) Rbea = RB × h11 + h21 + 1 ⋅ Rbe (1) [ ≈ RB × h11 (1) (1) (1) ( KB ) E ( 2) 21 B (1) e E (1) 11 ( 2) 11 B B (1) 11 21 ( 2) e 11 Rkia = 2 ⋅ RC Az erősítésparaméterek alapján már meghatározható a közösjelelnyomási tényező

(Ek) és a diszkriminációs tényező (Du). A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 107 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 108 ► Az előző, idealizált (tökéletesen egyforma tranzisztorokat feltételező) számításaink szerint: Ek = Auss Ausk R ⎛ − g m ⋅ ⎜⎜ RC × f 2 ⎝ = 0 ⎞ ⎟⎟ ⎠⇒∞ A valóságos áramköreink közösjel-elnyomási tényezője véges, értéke bizonyítás nélkül: Ek = 1 + g m ⋅ 2 ⋅ RE − g m ⋅ RC ⋅ (1 + g m ⋅ 2 ⋅ RE ) = − Δg m ΔRC RC ⋅ Δg m + g m ⋅ ΔRC + gm RC A diszkriminációs tényező pedig: Du = Auss Aukk R ⎛ − g m ⋅ ⎜⎜ RC × f 2 ⎝ = − g m ⋅ RC ⎞ ⎟⎟ ⎠ ⋅ (1 + g ⋅ 2 ⋅ R ) = m E Rf 2 ⋅ RC + R f ⋅ (1 + g m ⋅ 2 ⋅ RE ) 10.3 Továbbfejlesztett változatok Differenciálerősítőnkkel szeretnénk a bemeneti jel szimmetrikus komponenseit

minél nagyobb mértékben erősíteni, ugyanakkor a bemeneti jel közös komponensei lehetőleg ne erősödjenek, sőt, ha lehet, ezeket csillapítsa a kapcsolásunk. Ezzel egyidejűleg persze jó lenne, ha az áramkör a bemeneti jel közös komponensének hatására nem produkálna a kimeneti jelben számottevő szimmetrikus jelet. Ezeket a kívánalmakat úgy is megfogalmazhatjuk, hogy lehetőleg Auss értéke legyen sokkal nagyobb, mint Ausk, illetve Aukk. Azaz (a feszültségerősítés-paraméterek hányadosában gondolkodva) Ek és Du legyen minél nagyobb Az eddig megismert kapcsolással (lásd 106 ábra) ezek a paraméterek 35-40 dB körül mozognak. A fenti számításaink azt mutatják, hogy e két, az áramkörünk tulajdonságát jellemző paraméter akkor növelhető egyidejűleg, ha az (1 + gm ⋅ RE ) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 108 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 109 ► kellően nagy. Vizsgáljuk ezt meg közelebbről! A tranzisztorok meredeksége a munkaponti áramtól függ. Ennek növelése a tápfeszültség által szabott korlátok miatt egy ponton túl már nem megy. Az emitter ellenállás (RE) hasonló okok miatt nem lehet tetszőlegesen nagy. Használhatnánk ugyan a tranzisztorok telítésbe kerülésének megakadályozására nagyobb tápfeszültséget is, de ennek szintén van felső korlátja – a tranzisztorra megengedhető maximális kollektor-emitter feszültség (kb. 60-100 V) A differenciálerősítő tulajdonságain ennek ellenére javíthatuk, de ehhez egy másik kapcsolásra van szükség. Olyanra, amelyik az emitterellenállást csak a kisjelű vezérlések szempontjából növeli meg, de az egyenáramú munkapont értékeit nem módosítja. Ezért az emitterellenállás helyére építsünk be a kapcsolásba áramgenerátort, ahogy az a 10.12 ábrán látható: 10.12

ábra Differenciálerősítő, emitterkörében áramgenerátorral Az emitterkörbe helyezett áramgenerátor lehet egy áramtükör egyik tagja is. Ezt a kapcsolást láthatjuk a 1013 ábrán: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 109 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 110 ► 110 ► 10.13 ábra Differenciálerősítő, emitterkörében áramtükörrel 10.14 ábra Javított kivitelű differenciálerősítő kapcsolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 111 ► Áramgenerátor alkalmazásával a differenciálerősítő közösjelelnyomási tényezője és diszkriminációs tényezője jelentősen javul. Ne feledjük, hogy a fenti kapcsolások esetén az RE* meghatározásában szereplő h22, μ

és re a T3-as tranzisztorra vonatkoznak! Az áramgenerátor belső ellenállásának növelésével a paraméterek még tovább javíthatók. (lásd a 1014 ábrát) A 10.14 ábrán bemutatott kapcsolással elérhető a 60 dB-es Ek, illetve Du érték is. Itt is ki kell hangsúlyozni, hogy a képletben szereplő h22, μ, re és gm a T3-as tranzisztorra vonatkozó adatok! Ebben a kapcsolásban is lehet a T3-as tranzisztor egy áramtükör egyik tagja. A linearitási tartomány növelése érdekében a 10.9 ábrához hasonlóan lehetőség van áramgenerátor alkalmazása mellett is a negatív soros áram-visszacsatolásra. A differenciálerősítő további fontos paramétere a bemeneti ellenállása. Mint láttuk a közös vezérlés vizsgálatakor, az Rbek értéke lényegesen meghaladja Rbes értékét. A bemeneti szimmetrikus ellenállás növelhető a tranzisztor munkaponti áramának csökkentésével, hiszen ekkor re nőni fog, és vele nagyobb h11 értékeket kapunk. Sajnos itt

is kompromisszumra kell jutnunk, mert az emitteráram csökkenésével csökken a meredekség, azaz a feszültségerősítés is, továbbá előbb-utóbb zajproblémákba ütközünk. Többféle megoldás is kínálkozik Alkalmazhatunk a differenciálerősítőnkben T1 és T2 helyén Darlington tranzisztorpárokat. A bemeneti ellenállás növelhető azáltal is, hogy szuperβ-jú tranzisztorokkal építjük fel kapcsolásunkat. Bár ilyen tranzisztorokkal a szimmetrikus bemeneti ellenállás elérheti a 20-50 MΩ-ot, beépítésük újabb problémákat vet fel. A nagyon keskeny bázisvastagság miatt ezeknek a tranzisztoroknak a kollektor-bázis diódája néhány V-os záróirányú előfeszítés mellett már letörik, mely az eszköz tönkremeneteléhez vezet. Ezért meg kell akadályozni ennél nagyobb záróirányú feszültségszintek kialakulását A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 111 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A

dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 112 ► 10.15 ábra Differenciálerősítő kaszkód tranzisztorpárokkal kialakítva (T1 és T2 szuperβ-jú tranzisztorok) A 10.15 ábrán T1-T3, illetve T2-T4 kaszkód tranzisztorpárok T1 és T2 közös emitteres, T3 és T4 közös bázisú alapkapcsolásban üzemel. A két dióda D1 és D2 szerepe az, hogy a T1 és T2 szuperβ-jú tranzisztorok kollektor-bázis feszültségét közel azonos szinten tartsa, függetlenül a bemeneti jel nagyságától. A diódák előfeszítésével elérhető, hogy rajtuk valamivel nagyobb feszültség essen, mint a tranzisztorok bázis-emitter feszültségei Ezáltal a T1, illetve T2-es tranzisztorok kollektora pár tized V-tal pozitívabb lesz a bázisuk feszültségénél, ami biztosítja a normál aktív tartományban való munkapontot és a tranzisztorok védelmét. Még nagyobb bemeneti ellenállás érhető el térvezérlésű tranzisztorokkal.

Differenciálerősítőnket felépíthetjük j-FET-ekkel (1016 ábra), vagy MOSFET-ekkel (10.17 ábra) is A szimmetrikus bemeneti ellenállás ezekkel a kapcsolásokkal 1010-1012 Ω. A FET-ek kisebb meredeksége miatt ezen kapcsolások feszültségerősítése nem éri el a bipoláris tranzisztorokkal felépített áramkörökét. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 112 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 113 ► 10.16 ábra Differenciálerősítő záróréteges térvezérlésű tranzisztorokkal 10.17 ábra Differenciálerősítő szigetelt vezérlőelektródás térvezérlésű tranzisztorokkal A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 113 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 114 ► A differenciálerősítő kapcsolás

feszültségerősítése a kollektorkörben elhelyezett aktív terhelésekkel növelhető tovább. Az aktív terhelések célszerűen áramgenerátorokkal valósíthatók meg. A 10.18 ábrán látható kapcsolásban J1 és ZD1 egy stabil áramgenerátort képez Ez az áram tükröződik a T5-T6-T7-T8 áramtükör-láncon az áramkör többi része felé. A T3-T4 tranzisztorpár 2:1 arányú áramtükröt alkot. Ez úgy hozható létre, hogy RE2-t nagyobbra választjuk, mint RE1-et Így a T4-es tranzisztor kevésbé lesz kinyitva, mint a T3-as A megfelelő értékek esetén T4 árama fele akkora lesz, mint T3-é. 10.18 ábra Differenciálerősítő aktív terheléssel Az itt látható kapcsolás diszkrét alkatrészekből összeállítva nem nyújtja a várt jó paramétereket. Ennek oka, hogy a tranzisztorok gyártási szórásából eredő különbözőségek miatt sem T1-T2, sem az áramtükrök tranzisztorai nem egyeznek meg. Ez a kapcsolás előrevetíti az integrált kiviteli

forma szükségességét, ahol a tranzisztorok egy chipen készülve egymás "ikertestvérei" lesznek, ezáltal minden paraméterükben nagyon hasonlóak, közel azonosak lesznek. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 114 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 115 ► 10.4 Differenciálerősítő aszimmetrikus kimenettel Az analóg kapcsolástechnika nagyon gyakran szimmetrikus bemenetű, de aszimmetrikus kimenetű erősítő kapcsolásokat igényel. A szimmetrikus bemenetet egyszerűen megvalósítható az előzőekben részletezett kapcsolások valamelyikével. Most vizsgáljuk meg, mi a legcélszerűbb módja annak, hogy a kimenetet aszimmetrikussá tegyük Kézenfekvő lenne az a megoldás, hogy a differenciálerősítő egyik ágáról, az egyik tranzisztor kollektorpontjáról vegyük le a kimeneti feszültséget. Ehhez megfelelne egy közös

kollektoros kapcsolás, ahogy azt a 10.19 ábrán láthatjuk: 10.19 ábra Differenciálerősítő aszimmetrikus kimenettel Ez a kapcsolás sajnos számtalan hibával rendelkezik. A legfontosabbak a következők: A kimeneti feszültségszint mind a pozitív, mind a negatív tápfeszültségtől függ, annak változása kihat rá. A kimenetre erőteljes hatással van a bemeneti jel közös komponense is. A kimeneti feszültség fele elvész, mert a másik ágon jelentkező változásokat nem használjuk ki. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 115 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 116 ► T3 visszahat T1 munkapontjára, felbillentve ezzel a szimmetriát a két ág között. Az aszimmetrikus kimenet megvalósítására született számtalan kapcsolási megoldás közül a legelterjedtebb az u.n fázisösszegző kapcsolás Ez három részből állítható

össze A differenciálerősítő (1) közös emitterágában áramgenerátor (2), kollektorköreiben pedig áramtükör (3) található. Egy lehetséges kiviteli formáját a 1020 ábrán láthatjuk 10.20 ábra A fázisösszegző kapcsolás A kapcsolás megértéséhez tegyük fel, hogy a T1 tranzisztorra pozitívabb bázisfeszültség érkezik. Ennek hatására a tranzisztor jobban kinyit, árama (kollektor és emitterárama egyaránt) Δi-vel megnő. Ezzel egyidejűleg T2 bázisfeszültsége csökken (a szimmetrikus vezérlés miatt ugyanolyan mértékben, amilyen mértékben T1-é nőtt), aminek az lesz a következménye, hogy T2 emitter és kollektorárama Δi-vel csökkenni fog. Az alul elhelyezett áramgenerátor árama ezzel nem változik meg, értéke ugyanakkora marad. T1 kollektoráramának növekedése azonban a T3-T4 áramtükör miatt Δi-vel megnöveli T4 kollektoráramát. T2 kollektorárama azonban Δi-vel kevesebb, mint a nyugalmi állapotban volt. Ezért ez a kettős

Δi áramváltozás fog megjelenni a kimeneten, mely a fogyasztón (vagy a következő fokozaton) kétszeres feszültségváltozásként jelentkezik. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 116 ► Elektronika I. Szimmetrikus erősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 117 ► Láthatóan a fázisösszegző kapcsolás alig tartalmaz passzív alkatrészt. Jól integrálható, melynek további előnye, hogy a kapcsolás a tranzisztorok azonos viselkedése miatt egészen kiváló paraméterekkel rendelkezik Ha a 10.20 ábrán látható kapcsolást ellenkező típusú tranzisztorokkal készítjük el, továbbá ellátjuk a differenciálerősítő két ágának különbözőségét kiegyenlítő (ofszet-kompenzáló) áramkörrel, akkor már egy megvalósított integrált műveleti erősítő bemeneti fokozatát kapjuk, igaz még egyszerűsített formában. (lásd 1021 ábra) 10.21 ábra Műveleti

erősítő bemeneti fokozata (egyszerűsített kapcsolási rajz) A konkrét kapcsolásban (μA 741) a felső áramgenerátor egy áramtükör egyik tagjaként működő pnp bipoláris tranzisztor. T1 és T2 tranzisztorok helyett komplementer kaszkód (KC npn és KB szegmensvisszacsatolt pnp tranzisztoros) kapcsolásokat találunk, továbbá a T3-T4 áramtükör is precízebb kivitelű. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 117 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 118 ► 11. Alapkapcsolások frekvenciafüggése Az alapkapcsolásaink frekvenciafüggésének tanulmányozása előtt meg kell ismernünk a Miller-elvet, továbbá ki kell egészítenünk az aktív alkatrészeinkről eddig kialakított képet azokkal a belső kapacitásokkal, melyek meghatározóak kapcsolásaink frekvenciamenetére nézve. 11.1 A Miller-elv A Miller-elv vagy

Miller-transzformáció alapján, ha az aszimmetrikus erősítő kapcsolásaink bemenete és kimenete közé egy kapacitást kötünk, akkor ez a kapacitás felbontható egy, a bemenet és a föld, továbbá egy, a kimenet és a föld közé kapcsolt kapacitásra. (A transzformáció tetszőleges impedancia esetére is általánosítható) A bemeneti oldalra az eredeti kapacitás (1-Au)-szorosa transzformálódik, míg a kimeneti oldalon (Au-1)/Au-szorosa jelenik meg az eredeti kapacitásnak. A két kapcsolás ilyen feltételek mellett teljesen ekvivalens lesz. (lásd 111 ábra) 11.1 ábra A Miller-elv A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 118 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató CM = (1 − Au ) ⋅ C CM = " Vissza ◄ 119 ► Au − 1 ⋅C Au 11.2 A bipoláris tranzisztor nagyfrekvenciás helyettesítő képe A bipoláris tranzisztor fizikai

helyettesítő képét ki kell egészítenünk az eszközben lévő belső kapacitásokkal. Elsősorban ezek felelősek kapcsolásaink nagyfrekvenciás tulajdonságaiért. (lásd 112 ábra) 11.2 ábra A bipoláris tranzisztor nagyfrekvenciás helyettesítő képe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 119 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 120 ► Számításaink során gyakran megelégszünk egy elhanyagoltabb egyszerűsített helyettesítő képpel is. Ez látható a 113 ábrán: 11.3 ábra A bipoláris tranzisztor egyszerűsített nagyfrekvenciás helyettesítő képe 11.4 ábra A bipoláris tranzisztor nagyfrekvenciás helyettesítő képe egészen nagy frekvenciákon A 11.4 ábrán egy még részletesebb helyettesítő kép látható, ahol figyelembe vettük a szubsztrát-kapacitást, valamint a kivezetések hozzáve- A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 120 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 121 ► zetési ellenállását. A helyettesítő kép tovább finomítható egészen addig, míg a mikrohullámú frekvenciatartomány felé haladva a bipoláris tranzisztor elosztott paraméterű hálózattá nem válik. Vizsgáljuk meg a 11.2 ábrán látható helyettesítő kép két kapacitásának értékét és meghatározásuk módját A belső bázispont és a kollektor között található kapacitás (CBC) a lezárt kollektor-bázis dióda rétegkapacitása. Nagyságrendileg kb 5 pF, de értéke nem állandó, függ a C-B diódára eső feszültségtől. C B C = C B C 0 U B C n 1+ UD A fenti közelítő képletben CBCo az UBC = 0 V-hoz tartozó kapacitásérték, UD a diffúziós potenciál, melynek értéke kb. 0,7 V, n pedig 2 és 3 közé eső tapasztalati érték. CBC

pontosabb meghatározása a munkaponti kollektor-bázis feszültség ismeretében a katalógus alapján vagy méréssel lehetséges. 11.5 ábra A CBC kondenzátor értékének változása a kollektor-bázis feszültség függvényében A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 121 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 122 ► Itt érdemes megjegyezni azt is, hogy a helyettesítő képben szereplő μ értéke sem állandó, hanem a bázisszélesség UBC-től való függése (Earlyeffektus) miatt változik. Ennek a változásnak a jellege nagyon hasonló a CBC kapacitás változásához: μ0 μ= n 1+ U B C UD A belső bázispont és az emitter között fellépő kapacitás (CBE) két komponensből tevődik össze: - egy közel állandó rétegkapacitásból (CBEréteg), és - egy, a munkaponti emitterárammal arányos diffúziós kapacitásból

(CBEdiff) CB E = CB Eréteg + CB Ediff A CBEréteg rétegkapacitás értéke 1-2 pF körüli, nagysága pedig közel állandó, mivel a bázis-emitter dióda feszültsége alig változik (kb. 0,6 V) A CBEdiff diffúziós kapacitás közel százszorosa a CBEréteg rétegkapacitásnak. A CBEdiff diffúziós kapacitás értékére a tranzisztor tranzit határfrekvenciájából (fT, lásd alább) következtethetünk. A bipoláris tranzisztor áramerősítési tényezője (B vagy β) szintén nem állandó. Értéke függvénye például a munkaponti áramnak, a frekvenciának, a hőmérsékletnek stb A 11.6 ábrán látható, hogy az áramerősítési tényező kb 1 MHz-ig alig változik, gyakorlatilag megegyezik az egyenáramon mérhető B-val (β0-lal). Az e feletti frekvenciákon értéke erőteljesen csökken A csökkenés mértéke jó közelítéssel 20 dB/dekád. Az egyenáramon mérhető szinthez képest történő 3 dB-es esés frekvenciáját fβ-nak nevezzük. fβ-t a

tranzisztor nagyfrekvenciás helyettesítő képe alapján felírhatjuk, hiszen értékét a bázis és az emitter közötti impedanciák határozzák meg: fβ ≈ 1 1 ≈ 2 ⋅ π ⋅ (β + 1) ⋅ re ⋅ (CB E + CB C ) 2 ⋅ π ⋅ (β + 1) ⋅ re ⋅ CB E A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 122 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 123 ► 11.6 ábra A bipoláris tranzisztor áramerősítésének frekvenciafüggése A 20 dB/dekád meredekséggel extrapolálható 0 dB-es (β= 1-hez tartozó) frekvenciaérték az f1. A ténylegesen mérhető β= 1-hez tartozó frekvenciaértéket hívjuk tranzit határfrekvenciának, melynek jelölése fT. f1, melyet számítással vagy szerkesztéssel határoztunk meg, valamivel nagyobb, mint fT, mert az f(β) függvény a 100 MHz-es tartományban már gyorsabban esik, mint 20 dB/dekád. Az irodalom definiál

α-ra – β/(β+1)-re – is egy felső határfrekvenciát. Ennek kapcsolata f1-gyel és fβ-val a következő: f1 ≈ (β + 1) ⋅ f β = fα 1 + α0 ⋅ m α0 az egyenáramon mérhető α, m pedig kb. 0,2-re adódik a tapasztalatok szerint Számításaink során f1-t, fT-t és fα-t közel azonosnak tekintjük Így: 1 f1 ≈ fT ≈ fα ≈ (β + 1) ⋅ f β ≈ 2 ⋅ π ⋅ re ⋅ CB E A katalógusokban gyakran csak fT-t találjuk meg, ezért ebből az adatból kell meghatároznunk CBE értékét: CB E ≈ 1 IE ≈ ≈ const. ⋅ I E 2 ⋅ π ⋅ re ⋅ fT 2 ⋅ π ⋅ U T ⋅ fT A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 123 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 124 ► 11.7 ábra A tranzit határfrekvencia (fT) függése a munkaponti áramtól (IC) fT értéke egy kisteljesítményű, hangfrekvenciás tranzisztor esetén 250-300 MHz körül

mozog, míg kisteljesítményű, nagyfrekvenciás tranzisztorok esetén értéke meghaladhatja a 10 GHz-t is. fT maximuma a jelenlegi kísérleti eszközökben (HEMT és HBT) 700-1000 GHz felé tart (Ilyen frekvencia-tartományban már nem könnyű méréssel meghatározni fT értékét, ezért azt fβ-ból extrapolálják.) A katalógusok néha fT munkaponti áramtól való függését adják meg. Ilyen esetekben a munkapont ismeretében kell fT-t meghatározni, majd fT ismeretében CBE-t kiszámítani. A tranzisztorról kialakított képünk további finomításához tartozik, hogy az áramerősítési tényező hasonlóan munkapontfüggő, ahogy azt a 11.8 grafikon is mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 124 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 125 ► 11.8 ábra Az áramerősítési tényező (β) függése a munkaponti áramtól

(IC-től) kisteljesítményű, hangfrekvenciás tranzisztor esetén 11.3 A térvezérlésű tranzisztorok nagyfrekvenciás helyettesítő képe A térvezérlésű tranzisztorok helyettesítő képét is ki kell egészítenünk kapacitásokkal, ha a belőlük felépített kapcsolások nagyfrekvenciás tulajdonságait szeretnénk meghatározni. A FET-ek esetében három kapacitást kell figyelembe vennünk, ezek – közelítő értékeikkel együtt – az alábbiak: j-FET MOS-FET esetén - a gate és a source között: CGS 10-15 pF 0,5-5 pF - a gate és a drain között: CGD 2-5 pF 0,5-2 pF - a drain és a source között: CDS 1-2 pF 1-5 pF A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 125 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 126 ► 11.9 ábra A térvezérlésű tranzisztor belső kapacitásai A záróréteges térvezérlésű tranzisztorok

(j-FET-ek) gate-source kapacitása a lezárt p-n átmenet rétegkapacitásával egyezik meg, ezért értéke a bipoláris tranzisztor kollektor-bázis kapacitásához hasonlóan változik a záróirányú előfeszítés függvényében. Mivel azonban UGS változása csekély, CGS értéke a gyakorlatban a vezérlőfeszültségtől függetlennek tekinthető A szigetelt vezérlőelektródás térvezérlésű tranzisztorok (MOSFET-ek) gate-source kapacitása az eszköz struktúrája miatt lényegesen kisebb a j-FET-eknél tapasztalt adatokhoz képest. A dual-gate-s MOSFET-ek CGS kapacitása 0,1-0,5 pF, többek közt ezért ezek az eszközök kedvelt aktív alkatrészei a nagyfrekvenciás erősítő áramköröknek. 11.4 Alapkapcsolások nagyfrekvenciás töréspontjai A bipoláris tranzisztor és a térvezérlésű tranzisztor frekvenciafüggő viselkedését leíró, belső kapacitásokkal kiegészített helyettesítő képeink már alkalmasak arra, hogy alapkapcsolásaink

nagyfrekvenciás töréspontjait közelítő számítások segítségével felírjuk. Ezek a belső kapacitások olyan kis értékűek, hogy a kapcsolások kisfrekvenciás tulajdonságait egyáltalán nem befolyásolják, ugyanakkor a kapcsolások nagyfrekvenciás viselkedése döntően tőlük függ. A következő néhány fejezetben nagyfrekvenciás viselkedést fogunk tanulmányozni, ezért feltesszük (teljes joggal), hogy ezen a frekvencián a csatoló- és hidegítőkondenzátorok már rövidzárnak tekinthetők. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 126 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 127 ► A megoldás érdekében igyekezni fogunk a Miller-elvet felhasználva egymástól független bemeneti és kimeneti RC körökre bontani a kapcsolásokat. 11.41 A közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai (emitter hidegített) A

6.3 ábrán látható a közös emitteres kapcsolás helyettesítő képe (hidegített emitter-ellenállással). Ebbe a helyettesítő képbe kell beillesztenünk a bipoláris tranzisztor előbb megismert két belső kapacitását, a CBE-t és a CBC-t. A belső bázispont "láthatóvá tétele" érdekében bontsuk fel a h11 paramétert rBB-re és (β+1)⋅re-re. 11.10 ábra Helyettesítő kép a közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjainak meghatározásához I. A fenti helyettesítő képben a CBC kapacitás a Miller-elv segítségével áttranszformálható egy bemeneti oldali (CM) és egy kimeneti oldali (CM") kapacitássá. A így létrejövő két kapacitás értéke: C M = (1 − Au ) ⋅ CB C CM "= Au − 1 ⋅ C B C ≈ C B C Au A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 127 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza

◄ 128 ► 11.11 ábra Helyettesítő kép a közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjainak meghatározásához II. Ennek a második helyettesítő képnek a felhasználásával már közvetlenül felírhatjuk a közös emitteres kapcsolás bemeneti és kimeneti nagyfrekvenciás töréspontjait: f be KE h = 1 2 ⋅ π ⋅ {[(β + 1) ⋅ re ]× rBB + (Rg × RB1 × RB 2 ) }⋅ [CB E + (1 − Au ) ⋅ CB C ] [ f ki KE h = ] 1 ⎛ r 2 ⋅ π ⋅ ⎜⎜ e × RC × R f ⎝ 2⋅μ ⎞ ⎟⎟ ⋅ CB C ⎠ Ha a fogyasztóval párhuzamosan a kapcsolás kimenetét további kapacitások (Cszórt) is terhelik, akkor a kimeneti töréspont kiszámításánál ezt a CBC-hez hozzá kell adni (a kapacitások párhuzamos kapcsolása miatt). 1 KE f ki h = ⎞ ⎛ r 2 ⋅ π ⋅ ⎜⎜ e × RC × R f ⎟⎟ ⋅ (CB C + Cszórt ) ⎠ ⎝ 2⋅μ A kapcsolás nagyfrekvenciás viselkedésének töréspontos Bodediagrammját ezek alapján felrajzolhatjuk. (Tekintsünk el

attól az esettől, hogy a két töréspont egymás közelébe esve befolyásolja egymást.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 128 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 129 ► 11.12 ábra A közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai (Bode-diagram töréspontos közelítéssel) Csak a konkrét számítások után dől el, hogy a bemeneti vagy a kimeneti töréspont lesz-e a nagyobb. 11.42 A közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai (emitter hidegítetlen) Ha a közös emitteres kapcsolásban az emitter-ellenállás nincs hidegítve, akkor a nagyfrekvenciás töréspontok jelentősen módosulnak. Ekkor a 6.5 ábrán látható helyettesítő képet kell a megismert kapacitásokkal kiegészíteni Ebben az esetben is fel kell bontanunk a h11 ellenállást, majd a belső bázispont és a kollektor közötti CBC

kapacitást Millertranszformálni kell. Ekkor az alábbi helyettesítő képhez jutunk: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 129 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 130 ► 11.13 ábra Helyettesítő kép a hidegítetlen közös emitteres kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjainak meghatározásához A bemeneti oldalon további átalakításokat kell végrehajtanunk az emitter-ellenállás okozta negatív soros áram-visszacsatolás miatt: 11.14 ábra A bemeneti kör átalakítása közös emitteres kapcsolásnál A két Miller-kapacitás értéke a transzformáció után: C M = (1 − Au ) ⋅ CB C CM "= Au − 1 ⋅ C B C Au Mivel az elérhető feszültségerősítés ezzel a kapcsolással kisebb mint a hidegített esetben, ezért a jobb oldali képlet nem közelíthető CBCvel. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 130 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 131 ► Emlékezzünk rá, hogy a kapcsolás feszültségerősítése: Au = − g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ RE A bemeneti nagyfrekvenciás töréspont mindezek alapján: f be KE = 1 ⎛ CB E ⎞ 2π {[(β + 1)re ](1 + g m RE ) × rBB + (Rg × RB1 × RB 2 ) }⎜⎜ + CM ⎟⎟ ⎝ 1 + g m RE ⎠ [ ] Elhanyagolva a kimeneti vezetést (μ 0 esetén) a kapcsolás kimeneti törésponti frekvenciája: f ki KE ≈ 1 ⎛ A −1 ⎞ 2 ⋅ π ⋅ (RC × R f ) ⋅ ⎜⎜ u ⋅ CB C ⎟⎟ ⎝ Au ⎠ A számítások a gyakorlattal egyezően azt mutatják, hogy a kimeneti töréspont gyakorlatilag változatlan maradt, azonban a bemeneti töréspont (1+gmRE)-szeresére nőtt, éppen annyival, amennyivel a kapcsolás feszültség-erősítése csökkent. Ez persze nem véletlen (a kapcsolás sávjósága változatlan

maradt), de fontos megfigyelésre ad alkalmat. Az egyik paraméter javítása egy másik paraméter romlásával járt együtt. Itt a mérnök feladata megtalálni a helyes kompromisszumot. (A bemeneti töréspont esetén az általában kicsi generátor-ellenállás miatt az ohmos tagoknál szereplő (1+gmRE) szorzótényező hatása elhanyagolható, viszont a kapacitások közel (1+gmRE)-ed részükre csökkentek a hidegített esethez képest, mely ugyanekkora frekvencia-növekedést okoz.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 131 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 132 ► 11.43 A közös kollektoros kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai A közös kollektoros kapcsolás 6.7 ábrán látható helyettesítő képét egészítsük ki a tranzisztor belső kapacitásaival. Ekkor jutunk a 1115 ábrához: 11.15 ábra Helyettesítő kép a

közös kollektoros kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjainak meghatározásához A CBE kapacitás a bemenet és a kimenet közé van kötve, ezért a Miller-elv értelmében két kapacitásra bontható. Az egyik a belső bázispont és a föld közé kapcsolódik, értéke: CM = (1 − Au ) ⋅ CB E (A másik kapacitás a kimenet és a föld közé kapcsolódik. Ennek nagysága: A −1 CM " = u ⋅ CB E ) Au A közös kollektoros kapcsolás feszültségerősítésének ismeretében a CM értéke a következő lesz: ⎛ g m ⋅ Rt CM = (1 − Au ) ⋅ CB E = ⎜⎜1 − ⎝ 1 + g m ⋅ Rt ⎞ CB E ⎟⎟ ⋅ CB E = 1 + g m ⋅ Rt ⎠ Ugyanerre az eredményre jutunk, ha a negatív soros áramvisszacsatolás figyelembevételével alakítjuk át a helyettesítő képet: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 132 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 133 ► 11.16 ábra A közös kollektoros kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontjának meghatározásához szükséges helyettesítő kép A 11.16 ábrán látható helyettesítő kép alapján a közös kollektoros kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontja az alábbi képlet segítségével számolható: f be KC = 1 ⎧ CB E ⎫ 2π {(Rg × RB1 × RB 2 + rBB )× [(β + 1)re (1 + g m Rt )]}⎨CB C + ⎬ 1 + g m Rt ⎭ ⎩ ahol Rt = RE × R f × re 2⋅μ A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 133 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 134 ► Ez a törésponti frekvencia lényegesen magasabban van, mint a közös emitteres kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontja. A közös kollektoros kapcsolás kimeneti nagyfrekvenciás töréspontjának meghatározásához figyelembe kell vennünk a kimenetre

transzformálódott Miller-kapacitást, CM"-t (és – ha van – a fogyasztóval párhuzamosan kapcsolódó szórt kapacitást CSZ-t), továbbá azokat az ellenállásokat, melyeket az emitter felől a báziskörben látunk. Ne feledkezzünk meg arról, hogy a bázisköri ellenállások az emitterkörből nézve (h21+1)-ed részükre csökkennek! f ki KC = 1 (β + 1)re + rBB + RB1 × RB 2 × Rg ⎧ r 2π ⎨ RE × R f × e × 2μ β +1 ⎩ [ ]⎫⎛⎜ A ⎞ u −1 CB E + CSZ ⎟⎟ ⎬⎜ ⎭⎝ Au ⎠ Ha Rg generátor-ellenállás kicsi (tart nullához), akkor a törésponti frekvenciát meghatározó képlet ohmos tagja eredőben szintén nagyon kicsi lesz. Másrészt a kapcsolás feszültségerősítése közel egységnyi, ezért a CM" értéke is nagyon kicsi lesz az (Au-1)/Au szorzótényező miatt. Mindebből az következik, hogy az ezzel a képlettel kiszámítható kimeneti törésponti frekvencia olyan magas tartományba esik, ahol már helyettesítő

képünk nem ad kellően pontos eredményt. (Ráadásul CM" értéke negatív lesz, ami arra utal, hogy a közös kollektoros kapcsolás stabilitása gyakran problémát okoz, a kapcsolás gerjedékeny) 11.44 A közös bázisú kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai A közös bázisú kapcsolás 6.9 ábrán látható helyettesítő képét egészítsük ki a tranzisztor belső kapacitásaival! Ekkor a 1117 ábrán látható helyettesítő képhez jutunk: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 134 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 135 ► 11.17 ábra Helyettesítő kép a közös bázisú kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjainak meghatározásához A nagyfrekvenciás töréspontok meghatározásához hanyagoljuk el rBB értékét, továbbá tegyük fel, hogy a tranzisztor 1/h22 paramétere végtelen nagy. Mivel a bemenet az emitter,

a kimenet pedig a kollektor, továbbá közöttük semmilyen kapacitás nincs, ezért ebben a kapcsolásban nincs Miller-kapacitás. A bemeneti nagyfrekvenciás töréspont meghatározására szolgáló képlet a fenti közelítések mellett a következő alakú lesz: f be KB = 1 ⎛ (β + 1) ⋅ re ⎞⎟ ⋅ C 2 ⋅ π ⋅ ⎜⎜ RE × Rg × β + 1 ⎟⎠ B E ⎝ = 1 2 ⋅ π ⋅ (RE × Rg × re ) ⋅ CB E Láthatóan ez a törésponti frekvencia lényegesen nagyobb, mint a közös emitteres kapcsolás esetén kapott érték. (Ez a magyarázata annak, hogy ezt a kapcsolást előszeretettel használják nagyfrekvenciás áramkörökben.) A kimeneti nagyfrekvenciás töréspont értéke az alábbi képlettel közelíthető: f ki KB = 1 2 ⋅ π ⋅ (RC × R f ) ⋅ (CB C + CSZ ) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 135 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 136 ► 11.5 A kaszkód kapcsolás nagyfrekvenciás töréspontjai A kaszkód kapcsolás szintén kedvelt erősítő áramkör a nagyfrekvenciás tartományban. Ennek oka a következőkben derül ki A kaszkód kapcsolásnak nagyfrekvencián három töréspontja lesz. Az első a bemeneti töréspont. Ennek értékét alapvetően az első, közös emitteres alapkapcsolásban dolgozó tranzisztor határozza meg. A helyettesítő kép felrajzolásakor ne feledkezzünk meg arról, hogy az első tranzisztor CBC kapacitása Miller-kapacitás 11.18 ábra Helyettesítő kép a kaszkód kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontjának meghatározásához Az előző tanulmányainkból már tudjuk, hogy a kaszkód kapcsolás első tranzisztora (-1)-szeres feszültség-erősítéssel rendelkezik, ezért a CBC kapacitás a Miller-elv értelmében csak [1-(-1)] = 2-szeres mértékben nő meg, szemben a közös emitteres kapcsolásnál tapasztalt közel 100-szoros

értékkel. Ezért a kaszkód kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontja magasabban fekszik, mint a közös emitteres kapcsolásé. A kaszkód kapcsolás bemeneti nagyfrekvenciás töréspontja az alábbi összefüggéssel számolható: f be = [ 2 ⋅ π ⋅ { Rg × RB1 × RB 2 + rBB 1 × [(β + 1) ⋅ re ]}{CB E + 2 ⋅ CB C } ] A kaszkód kapcsolás második nagyfrekvenciás töréspontja az első tranzisztor kimenete és a második tranzisztor bemenete által meghatározott érték. Vegyük figyelembe, hogy az első tranzisztor CBC kapacitása ide szintén kétszeres mértékben transzformálódik, hiszen: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 136 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 137 ► (−1) − 1 Au − 1 ⋅ C B C = ⋅ C B C = 2 ⋅ C B C (1) (−1) Au (1) CM = " Az első tranzisztor kimeneti ellenállása

lényegesen nagyobb, mint a második tranzisztor (KB-ú) bemeneti ellenállása, ezért elhanyagolható. A második tranzisztor bemeneti ellenállása gyakorlatilag re, és a bemeneten látható kapacitás értéke CBE. Mindezek alapján a törésponti frekvencia: f2 = ( 2 ⋅ π ⋅ CB E ( 2) 1 (1) ( 2) + 2 ⋅ CB C ⋅ re ) Ez a töréspont is (elsősorban re kicsi értéke miatt) magasabb frekvenciatartományban van, mint a közös emitteres kapcsolás bemeneti törésponti frekvenciája. A kaszkód kapcsolás harmadik nagyfrekvenciás töréspontja a második, közös bázisú alapkapcsolásban üzemelő tranzisztor kimeneti nagyfrekvenciás töréspontja, mely megegyezik az előző bekezdés végén megadott értékkel: f ki = 1 2 ⋅ π ⋅ (RC × R f ) ⋅ (CB C + CSZ ) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 137 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató

Vissza ◄ 138 ► 11.6 Nagyfrekvenciás frekvenciakompenzáció A következőkben olyan közös emitteres kapcsolásokról lesz szó, melyeknek a nagyfrekvenciás átviteli tulajdonságait a kapcsolás csekély módosításával javítani tudjuk. A cél majd minden esetben a nagyfrekvenciás töréspont minél magasabbra helyezése (A frekvenciakompenzáció ennél azonban lényegesen nagyobb területet fog át, mivel a kapcsolások amplitúdó-menetének módosítása kihat a fázismenetre is, mely szoros kapcsolatban van az áramkörök stabilitási kérdéseivel. A frekvenciakompenzációnak nagy szerepe van a visszacsatolt áramkörök stabilitási kérdéseinek tisztázásában) 11.61 A párhuzamos kompenzáció A párhuzamos kompenzáció során úgy igyekszünk Rt-t növelni, hogy az ezzel elérhető erősítésnövekedés kompenzálja a kapcsolás nagyfrekvencián jelentkező erősítéscsökkenését. Ennek érdekében a kollektorellenállással sorba kell kapcsolnunk

egy induktív elemet, ahogy azt a 1019 ábra mutatja: 11.19 ábra A párhuzamos kompenzáció A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 138 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 139 ► Előző ismereteinkből tudjuk, hogy a közös emitteres kapcsolás feszültségerősítése hidegítetlen emitter-ellenállás esetén: Au = − g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ RE A párhuzamos kompenzáció Rt értékét növeli meg – helyes méretezés esetén – attól a frekvenciától kezdve, ahol már e nélkül a kapcsolás feszültségerősítése csökkenni kezdene. Optimális esetben ezzel a kompenzáció-típussal a nagyfrekvenciás törésponti frekvencia a kétszeresére növelhető. 11.62 Az emitterköri kompenzáció Az emitterköri kompenzáció azzal ér el erősítésnövekedést a nagyfrekvenciás tartományban, hogy az emitter-ellenállást csökkenti

le egy azzal párhuzamosan kötött kapacitással. Helyes méretezés esetén ez a kapacitás akkor fejti ki hatását (söntöli RE-t, és ezáltal növeli Au-t), amikor a kapcsolás nagyfrekvenciás átvitele esni kezd. Lásd 1020 ábra: 11.20 ábra Az emitterköri kompenzáció Elméleti számítások alapján, maximálisan lapos átvitelt feltételezve, az emitterköri kompenzációval 1,72-szeresére növelhető a törésponthoz tartozó frekvencia. Két megjegyzés még ide kívánkozik: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 139 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 140 ► Először is az emitterköri kompenzáció kompenzáló kapacitása (Ckomp) nem azonos a közös emitteres kapcsolás emitterhidegítő kondenzátorával (CE-vel)! A kompenzáló kapacitás a nagyfrekvenciás tartományban fejti ki hatását, míg az emitterhidegítő

kondenzátor a kisfrekvenciás átvitelben okoz töréspontokat (lásd később). Ckomp és CE értékei között több nagyságrend különbség van (pF μF). Másodikként figyeljük meg azt a tényt, hogy az emitterköri kompenzáció az emitterhidegítő kondenzátor elhagyása mellett alkalmazható, tehát sávközépen és annak közelében az elérhetőnél kisebb feszültségerősítéssel működik a kapcsolás. 11.63 A soros kompenzáció A soros kompenzáció a bipoláris tranzisztor bemeneti kapacitásainak kihangolásával igyekszik felső határfrekvencia-növekedést elérni. Ehhez a bázissal sorba kell kötni egy induktivitást 11.21 ábra Soros kompenzáció Ezzel a bemeneten soros rezgőkör alakul ki, mely helyes méretezés mellett a kívánt frekvencián rövidzárként viselkedik. Felhasználhatósága egyrészt korlátozott, másrészt feltételezi, hogy a bipoláris tranzisztor eleve kicsi rBB értékkel rendelkezik. Maximálisan 1,41-szeres

határfrekvencianövekedés érhető el általa A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 140 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 141 ► 11.7 A kisfrekvenciás átvitelt befolyásoló tényezők A bipoláris tranzisztornak önmagában nincsen kisfrekvenciás töréspontja, egyenfeszültségen és egyenáramon is működik. Kapcsolásaink kisfrekvenciás töréspontjait a bemeneti és kimeneti csatoló-kondenzátor, az emitterhidegítő kondenzátor, a bázishidegítő kondenzátor, a feszültségutánhúzó kondenzátor stb. okozza Az előbb felsorolt kondenzátorok a minél alacsonyabb törésponti frekvencia miatt általában μF nagyságrendűek. Ekkora kapacitások elektrolitkondenzátorokkal valósíthatók meg, melyek lényegesen kisebb helyet foglalnak el, mint más típusok. Hátrányuk azonban a nagy értékszórás és a gyakori

meghibásodás A kisfrekvenciás átvitelt nem kapcsolásonként vizsgáljuk, mint azt nagyfrekvenciás esetben tettük, hanem a kondenzátorok alapján. A tárgyalás során feltételezzük, hogy az egyes hatások egymástól elkülönítve jelennek meg. Ez a valóságban sokkal összetettebb probléma, hiszen a kondenzátorok közel azonos frekvenciatartományban fejtik ki hatásukat. 11.71 A bemeneti csatolókondenzátor A bemeneti csatolókondenzátort eddig rövidzárnak tekintettük, ami a sávközépi frekvenciákon nagyon jó közelítés. A kisfrekvenciás tartomány felé haladva azonban a bemeneti csatolókondenzátor egyre növekvő impedanciával fog rendelkezni, ami befolyásolja a kapcsolás átvitelét 11.22 ábra A bemeneti csatolókondenzátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 141 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 142 ►

A kapcsolás bemeneti ellenállásán a vezérlőgenerátor feszültségének csak egy része jelenik meg. A feszültségosztás a bemeneti csatolókondenzátor miatt frekvenciafüggő lesz: Au (ω ) = Rbe be 1 Rbe + Rg + jωCbe Au (ω ) = be = Rbe ⋅ Rbe + Rg 1 + 1 1 jωCbe ( Rbe + Rg ) = jωCbe ( Rbe + Rg ) Rbe jωτ be ⋅ = Auo ⋅ Rbe + Rg 1 + jωCbe ( Rbe + Rg ) 1 + jωτ be ahol τ be = Cbe ( Rbe + Rg ) melyből következően: f be AF = 1 2 ⋅ π ⋅ Cbe ⋅ (Rbe + Rg ) A fenti frekvenciafüggő képletnek az alábbi frekvenciamenet felel meg: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 142 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 143 ► 11.23 ábra A bemeneti csatolókondenzátor által okozott kisfrekvenciás töréspont 11.72 A kimeneti csatolókondenzátor A kimeneti csatolókondenzátornak a kisfrekvenciás átvitelre gyakorolt

hatása ugyanazon elvek alapján vezethető le, mint ahogy azt az előző bekezdésben láttuk. Itt is valamennyi kapcsolás egységesen tárgyalható (lásd 11.24 ábra) 11.24 ábra A kimeneti csatolókondenzátor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 143 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 144 ► Az erősítő kimeneti üresjárási feszültsége (Ukiü) a fogyasztóhoz csak leosztás után jut el. Az a feszültségosztás a kimeneti csatolókondenzátor miatt frekvenciafüggő: Au (ω ) = Rf ki R f + Rki + Au (ω ) = ki Rf 1 jωCki = Rf ⋅ R f + Rki 1 + jωCki ( R f + Rki ) ⋅ R f + Rki 1 + jωCki ( R f + Rki ) 1 1 jωCki ( R f + Rki ) = Auo ⋅ = jωτ ki 1 + jωτ ki ahol τ ki = Cki ( R f + Rki ) melyből következően: f ki AF = 1 2 ⋅ π ⋅ Cki ⋅ (R f + Rki ) A kimeneti csatolókondenzátornak a

frekvenciamenetre gyakorolt hatása a bemeneti csatolókondenzátoréhoz teljesen hasonló. (A 1123 ábrán gondolatban cseréljük fel a be ki indexeket.) 11.73 Az emitterhidegítő kondenzátor Az emitterhidegítő kondenzátor értelemszerűen csak a közös emitteres kapcsolásnál fordul elő. Sávközépen és a felett az emitterhidegítő kondenzátor rövidzárnak tekinthető, ezért a kapcsolás feszültségerősítése itt: Au1 = − g m ⋅ Rt Egészen kis frekvenciákon az emitterhidegítő kondenzátor már nem kapcsolja az emittert a földpotenciálra, nem söntöli ki az emitterellenállást, ezért ebben a frekvenciatartományban a feszültségerősítés csak: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 144 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au 2 = Vissza ◄ 145 ► − g m ⋅ Rt 1 + g m ⋅ RE Töréspontos közelítésben a két

erősítésszint dB/dekádos átmenet van, ahogy azt a 11.25 ábra mutatja: között 20 11.25 ábra Az emitterhidegítő kondenzátor által okozott kisfrekvenciás töréspontok A 11.25 ábra alapján látható, hogy az emitterhidegítő kondenzátor a kisfrekvenciás tartományban két töréspontot idéz elő. A részletes számítások mellőzésével az fE töréspont helye: fE = 1 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ RE Az fE töréspont kialakításában részt vesznek az emitterellenállással párhuzamosan kapcsolódó mindazon elemek, melyek az emitter felől a báziskör irányában látszanak. (Ne feledkezzünk meg, hogy a bázisköri ellenállások (β+1)-ed részére csökkennek az emitterkörből vizsgálva.) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 145 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató fE = ◄ Vissza 146 ► 1 (β + 1) ⋅ re + rBB + RB1 × RB 2 × Rg

⎞ ⎛ ⎟⎟ 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ ⎜⎜ RE × β +1 ⎝ ⎠ Az előző képlet precízen megadja fE értékét. Ha azonban Rg kellően kicsi, akkor a képlet három replusszos tagja gyakorlatilag elhanyagolható Ekkor a következő közelítő képletet írhatjuk fel: fE ≈ fE ≈ 1 ⎛ h ⎞ 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ ⎜⎜ RE × 11 ⎟⎟ h21 + 1 ⎠ ⎝ = 1 h11 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ RE ⋅ h11 + (h21 + 1) ⋅ RE fE ≈ 1 h RE ⋅ 11 h21 + 1 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ h RE + 11 h21 + 1 ≈ = 1 1 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ RE ⋅ 1 + g m ⋅ RE = 1 + g m ⋅ RE 1 gm ≈ ⋅ 2 ⋅ π ⋅ C E ⋅ RE 2 ⋅ π C E A közelítő képletek alapján a következő megállapításokat tehetjük. A fenti ésszerű közelítések esetén az fE törésponti frekvenciát megadó összefüggés lényegesen egyszerűbb alakra hozható. Az fE töréspont jó közelítéssel (1+gmRE)-szerese az fE töréspontnak. Vegyük észre, hogy a két töréspontnál a feszültségerősítések között is

(1+gmRE)-szeres különbség van, ami a 20 dB/dekádos frekvenciamenetből is következik. Ahhoz, hogy az fE töréspont is kellően alacsony frekvenciára esAF sen (fbe és fkiAF közelébe kerüljön), CE értékét egy-két nagyságrenddel nagyobbra kell választani, mint Cbe, illetve Cki értékeit. Ha az emitter csak részben hidegített, azaz ha az emitter-ellenállás több tagból áll, és csak az egyikkel párhuzamosan található hidegítő kondenzátor, akkor a számítások az előző gondolatmenethez hasonlóan alakulnak (11.26 ábra) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 146 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ◄ Vissza ► 147 11.26 ábra Osztott emitteres közös emitteres kapcsolás Sávközépen és a felett az emitterhidegítő kondenzátor (CE) rövidzárnak tekinthető, ezért a kapcsolás feszültségerősítése ekkor: Au1 = − g m

⋅ Rt 1 + g m ⋅ RE1 Egészen kis frekvenciákon az emitterhidegítő kondenzátor hatása már nem érvényesül, ezért ebben a frekvenciatartományban a feszültségerősítés csak: − g m ⋅ Rt Au 2 = 1 + g m ⋅ (RE1 + RE 2 ) Töréspontos közelítésben a két erősítésszint dB/dekádos átmenet van, ahogy azt a 11.27 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza között ◄ 147 20 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 148 ► 11.27 ábra Az emitterhidegítő kondenzátor frekvenciamenetre gyakorolt hatása osztott emitter-ellenállás esetén Az fE töréspont helye: fE = 1 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ RE 2 Az fE töréspontnál mindazon elemeket figyelembe kell venni, melyek az emitter felől a báziskör irányában látszanak, tehát: fE = 1 ⎛ (β + 1) ⋅ re + rBB + R1 × R2 × Rg ⎤ ⎞⎟ ⎡ 2 ⋅ π ⋅ CE ⋅ ⎜⎜ RE

2 × ⎢ RE1 + ⎥⎟ β +1 ⎣ ⎦⎠ ⎝ Az előzőekben részletezett közelítések alkalmazásával látható, hogy: Au1 f 1 + g m ⋅ (RE1 + RE 2 ) ≈ E ≈ Au 2 fE 1 + g m ⋅ RE1 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 148 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 149 ► 11.74 A bázishidegítő kondenzátor A bázishidegítő kondenzátor a közös bázisú kapcsolás kisfrekvenciás átvitelére lesz hatással. Egészen kis frekvenciákon a közös bázisú kapcsolás 68 ábrán látható kapcsolási rajza nem helyettesíthető a 69 ábrán látható képpel, mert a bázishidegítő kondenzátor nem tekinthető rövidzárnak. A korrekt helyettesítő kép ebben a frekvenciatartományban a 11.28 ábrán látható (a be- és kimeneti csatoló kondenzátorok hatását elhanyagolva tekintsük azokat rövidzárnak): 11.28 ábra Helyettesítő

kép a bázishidegítő kondenzátor frekvenciamenetre gyakorolt hatásának leírásához Kicsi generátorellenállás esetén (Rg 0) a vezérlőfeszültségnek csak egy része jut a tranzisztor vezérlésére. A vezérlőfeszültség h11 és R1×R2 között megoszlik. Mivel a tranzisztorra a vezérlőfeszültségnek csak egy része jut, ezért a kapcsolás feszültségerősítése ugyanilyen mértékben (au) csökkenni fog. au = h11 ⎛ 1 ⎞ ⎟ h11 + ⎜⎜ R1 × R2 × jωCB ⎟⎠ ⎝ = h11 1 + jωCB (R1 × R2 ) ⋅ h11 + R1 × R2 1 + jωCB (h11 × R1 × R2 ) A fenti képletből következően a közös bázisú kapcsolás bázishidegítő kondenzátora is két töréspontot idéz elő kisfrekvencián, ahogy ezt a 11.29 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 149 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 150 ► 11.29 ábra A

bázishidegítő kondenzátor hatása a kisfrekvenciás átvitelre A két törésponti frekvencia képlettel kifejezve az alábbi: fB = 1 2 ⋅ π ⋅ CB ⋅ (R1 × R2 ) illetve fB = 1 2 ⋅ π ⋅ CB ⋅ (h11 × R1 × R2 ) A kapcsolás feszültségerősítése sávközépen a már megismert gmRt. Alacsony, fB-nél kisebb frekvenciákon: Au 2 = g m Rt h11 h11 + (R1 × R2 ) Ebben a kapcsolásban is megfigyelhetjük, hogy a feszültségerősítések aránya megegyezik a törésponti frekvenciák arányával, azaz Au1 f h + (R1 × R2 ) ≈ B ≈ 11 Au 2 fB h11 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 150 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 151 ► A bázishidegítő kondenzátornak az átvitelre gyakorolt hatása kettős tápfeszültség alkalmazásával, és ezáltal CB elhagyásával, kiküszöbölhető: 11.30 ábra Közös bázisú

kapcsolás bázishidegítő kondenzátor nélkül kettős tápfeszültség alkalmazásával 11.8 A kisfrekvenciás kompenzáció A következőkben olyan kapcsolástechnikai megoldásokról lesz szó, melyekkel a kisfrekvenciás tartomány kívánt értékeinél erősítésnövekedés érhető el. A mintapéldák valamennyien közös emitteres kapcsolások lesznek. A 11.31 ábrán látható kapcsolás osztott kollektor-ellenállással felépített közös emitteres kapcsolás. Sávközépi frekvenciákon és a felett a kompenzáló kapacitás a felső RC1 ellenállást váltakozó áramú szempontból kiiktatja a kapcsolásból. (Az egyenáramú munkapontot tekintve a tranzisztor továbbra is RC1+RC2 ellenállást lát a kollektorán, de váltakozó áramú szempontból csak az RC2 ellenállást érzékeli.) A kisfrekvenciák felé közeledve a kompenzáló kapacitás már nem húzza földpotenciálra a kollektor-ellenállások közös pontját, ezért a terhelő-ellenállások

kiszámításánál RC2 helyett most már RC1+RC2-t kell figyelembe venni, ami nagyobb Rt értéket, és ezáltal nagyobb feszültségerősítést eredményez. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 151 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 152 ► 11.31 ábra Kisfrekvenciás kompenzáció osztott kollektor-ellenállással I A 11.32 ábra kapcsolási megoldása ugyanezen az elven fejti ki hatását. 11.32 ábra Kisfrekvenciás kompenzáció osztott kollektor-ellenállással II A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 152 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 153 ► A törésponti frekvenciák helyes megválasztásával elérhető, hogy a fellépő feszültségerősítés növekedés kompenzálja a kisfrekvenciás

tartományban egyébként jelentkező erősítéscsökkenést. Ezáltal alacsonyabb frekvenciákig lineáris frekvencia-átvitel érhető el. A kollektor és a föld közé helyezett soros RC taggal, ahogy az a 11.33 ábrán látható, szintén kisfrekvenciás erősítésnövekedést érhetünk el. Abban a frekvenciatartományban, amelyben Ckomp rövidzárnak tekinthető, az Rkomp ellenállás párhuzamosan kapcsolódik a fogyasztóval, és ezáltal csökkenti Rt értékét, és vele a feszültségerősítést is 11.33 ábra Kisfrekvenciás kompenzáció soros RC taggal A kisfrekvenciás tartományban viszont a kompenzáló kapacitás leválasztja a fogyasztóról az Rkomp ellenállást, ezért Rt értéke megnő, ami járulékos erősítésnövekedést idéz elő. Szintén megoldást jelentene az emitterkörbe beépített párhuzamos RL-kör is. A kapcsolást a 1134 ábra mutatja A kompenzáló tekercs kicsi soros ellenállása az alacsony frekvenciákon söntöli Rkomp ellenállás

értékét, ezáltal az emitterköri ellenállások csökkennek. Ennek következtében a kapcsolás feszültségerősítése megnő Ennek a kapcsolási megoldásnak nagy hátránya, hogy (a hangfrekvenciás tartományra gondolva) túlságosan nagy értékű induktivitásokra lenne szükség. Ezért ez inkább elvi, mint gyakorlati megoldás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 153 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 154 ► 11.34 ábra Kisfrekvenciás kompenzáció párhuzamos RL-körrel A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 154 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 155 ► 11.9 Az eredő frekvenciaátvitel Kapcsolásaink eredő frekvenciaátvitele tartalmazza mind a kis-, mind a nagyfrekvenciás

töréspontokat. Az egyes hatások azonban nem tekinthetők minden esetben egymástól függetlennek, ugyanis a töréspontok gyakran egymás közelébe esnek. Például az emitterhidegítő kondenzátor kihat a kapcsolás bemeneti ellenállására, mely befolyásolja a bemeneti kisfrekvenciás töréspont értékét is. Ezért az eredő frekvenciaátvitel az esetek többségében összetett hatások eredményeként jön létre. A 11.35 ábrán egy hidegített emitteres közös emitteres kapcsolás tipikus frekvenciamenete látható töréspontosan közelítve: 11.35 ábra Közös emitteres kapcsolás (emitter hidegítve) eredő frekvenciamenete töréspontos közelítéssel A kisfrekvenciás töréspontok közül a legmagasabb adja meg a kapcsolás alsó határfrekvenciáját (fa-t). A nagyfrekvenciás töréspontok közül a legalacsonyabb lesz a kapcsolás felső határfrekvenciája (ff). Az alsó és a felső határfrekvencia ismeretében már megadható a kapcsolás sávközépi

frekvenciája (fo) is: fo = fa ⋅ f f A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 155 ► Elektronika I. Alapkapcsolások frekvenciafüggése A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 156 ► Természetesen fa és ff konkrét értékeit a sávközépen mérhető erősítéshez viszonyított pl. 3 dB-es erősítéscsökkenés helyén méréssel kell meghatározni. A frekvenciafüggéssel kapcsolatos vizsgálataink végén még pár impulzustechnikai vonatkozásra kell felhívni a figyelmet. Kapcsolásaink frekvenciamenete és impulzusátvitele között szoros kapcsolat van. Minél magasabban fekszik a felső határfrekvencia, annál jobb (rövidebb) lesz a négyszögjel-átvitel során tapasztalható felfutási idő. Ha a nagyfrekvenciás töréspontot egyetlen domináns időállandó határozza meg, akkor a felfutási idő: t f ≈ 2,2 ⋅ τ dom = 2,2 2 ⋅ π ⋅ f dom A túllövés mértéke maximálisan

lapos amplitúdó-menet mellett is kb. 3%-os, de nagyfrekvenciás túlkompenzálás (amikor az amplitúdómenetben nagyfrekvencián kiemelés látható) esetén a túllövés még nagyobb A véges alsó határfrekvencia miatt az átvitt négyszögjelnek tetőesése lesz. Ennek értéke annál kisebb, minél alacsonyabban fekszik az alsó törésponti frekvencia. Egyetlen domináns kisfrekvenciás időállandó mellett a tetőesés az alábbi összefüggéssel közelíthető: T δ ≈1− e τ dom ≈ T τ dom A kisfrekvenciás túlkompenzáció (amikor a kisfrekvenciás tartományban kiemelés lép fel az amplitúdó-menetben) esetén a négyszögjelátvitelben tetőemelkedést tapasztalunk. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 156 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 157 ► 12. Visszacsatolás A kimeneti jelnek vagy annak egy részének visszacsatolása a

bemenetre többféle céllal történhet. Az áramköreink aktív alkatrészei (bipoláris tranzisztor, térvezérlésű tranzisztor stb.) csak nagy paraméterszórással gyárthatók Ezért célszerű az erősítő tulajdonságait inkább a jól meghatározott értékkel rendelkező passzív elemekre bízni Visszacsatolást létrehozhatunk a kapcsolásunk valamilyen tulajdonságának javítása érdekében is. Ez lehet a frekvenciamenet, az erősítés, az impulzusátvitel, a bemeneti vagy kimeneti impedancia stb. A kapcsolás stabil működése szintén megkövetelheti tőlünk a visszacsatolás alkalmazását. De lehet, hogy éppen az instabil állapot előidézése a feladatunk (például oszcillátorok esetén), melyhez szintén visszacsatolás alkalmazásával jutunk el. A 12.1 ábrán a visszacsatolás általános blokksémáját láthatjuk: visszacsatolás nélkül visszacsatolással 12.1 ábra A visszacsatolás elve A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 157 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 158 ► Au helyére képzeljük oda aszimmetrikus erősítő kapcsolásainkat az eddig megismert tulajdonságaikkal együtt. βu az esetek többségében ellenállásokból kialakított passzív hálózat Szeretnénk, ha βu a kimeneti jelnek csak egy részét juttatná vissza a kapcsolás bemenetére, méghozzá ellenkező fázisban és lehetőleg frekvenciafüggetlenül. Mivel a visszacsatoló hálózat kimenetén megjelenő jel βuuki, ezért a fázisfordítást is figyelembe véve erősítőnk bemenetére (ube-βuuki) nagyságú jel kerül. Ez Au-szorosára erősítve jelenik meg a kimeneten Ebből következően: uki = Au ⋅ (ube − βu ⋅ uki ) = Au ⋅ ube − Au ⋅ βu ⋅ uki uki (1 + Au ⋅ β u ) = Au ⋅ ube uki Au * = = Au ube 1 + Au ⋅ β u (A továbbiakban az Auβu szorzatot hurokerősítésnek (H) fogjuk nevezni.) A

kapcsolás eredeti tulajdonságai a visszacsatolás következtében jelentősen megváltozhatnak. ha H > 0, akkor Au* < Au, tehát a kapcsolás visszacsatolt erősítése kisebb lesz, mint az eredeti visszacsatolás nélküli állapotban volt. Ezt az esetet negatív visszacsatolásnak hívjuk ha -1 < H < 0, akkor Au* > Au, a visszacsatolás hatására az erősítés megnő. Ekkor pozitív visszacsatolásról beszélünk abban a speciális esetben, ha H = -1, akkor Au* határozatlan lesz. Ilyenkor bemeneti jel nélkül is kapunk kimeneti jelet Önfenntartó gerjedés, oszcilláció lép fel ha H < -1, akkor bemeneti jel nélkül is egy növekvő amplitúdójú oszcilláló kimeneti jelet kapunk, melynek az esetek többségében a tápfeszültség szab határt. A továbbiakban részletesen megvizsgáljuk az aszimmetrikus erősítők visszacsatolásának négy alapesetét. Áttekintjük a visszacsatolás hatását az erősítőkapcsolás üzemi paramétereire, így a

feszültség- és áramerősítésre, a bemeneti és a kimeneti ellenállásra. Valamennyi esetben negatív viszszacsatolást alkalmazunk A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 158 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 159 ► 12.1 Soros feszültség-visszacsatolás (SU) Soros feszültség-visszacsatolás (SU) esetén a kimeneti feszültséggel arányos jelet csatolunk vissza a kapcsolás bemenetére. A visszacsatolt feszültségjel sorba kapcsolódik az erősítőt vezérlő jellel A soros feszültségvisszacsatolás általános blokkdiagramját a 122 ábrán láthatjuk: 12.2 ábra Soros feszültség-visszacsatolás (SU) Soros feszültség-visszacsatolás esetén a hurokerősítés értéke H = Au ⋅ β u A soros feszültség-visszacsatolás hatását a kapcsolás üzemi paramétereire az alábbi képletek fejezik ki: Au = * uki A ⋅u Au ⋅ u1 Au A = u 1 = = = u

ube u1 + uv u1 + u1 ⋅ Au ⋅ β u 1 + Au ⋅ β u 1 + H Ai = * iki = Ai ibe A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 159 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Rbe = * Vissza ◄ 160 ► ube u1 + uv u1 + u1 ⋅ Au ⋅ β u u1 = = = (1 + Au ⋅ β u ) = Rbe (1 + H ) ibe ibe ibe ibe A kimeneti ellenállás kiszámításakor vegyük figyelembe, hogy a kimeneti rövidzárási áram meghatározásakor a kimenet rövidzárban van. Ennek következtében visszacsatolt jel nincs, uv = 0, és ebből következően ube = u1. Auü ⋅ ube ukiü Rki 1 + Auü ⋅ β u * =− Rki = − = A ⋅ u ikir 1 + Auü ⋅ β u − uü be Rki Ha figyelembe vesszük a vezérlőgenerátor belső ellenállását is, akkor a visszacsatolt kapcsolás kimeneti ellenállása még pontosabban megadható: Rki * Rki = Rbe 1+ Auü ⋅ β u Rbe + Rg Két további paraméter szokott még előfordulni a gyakorlati

számítások során. Ezek a transzfer impedancia (ZA) és a transzfer admittancia (YA). Értékük a visszacsatolást következtében az alábbi alakot ölti: ZA = * YA = * uki = ZA ibe iki i iki iki Y = ki = = = A ube u1 + uv u1 + u1 ⋅ Au ⋅ β u u1 ⋅ (1 + Au ⋅ β u ) 1 + H Összefoglalva megállapíthatjuk, hogy a soros feszültségvisszacsatolás hatására kapcsolásunk visszacsatolt feszültségerősítése (1+H)-ad részére csökken, miközben az áramerősítés változatlan marad. Soros feszültség-visszacsatolás hatására a kapcsolás bemeneti ellenállása (1+H)-szorosára nő, a kimeneti ellenállás pedig hozzávetőlegesen ugyanilyen mértékben csökken. A feszültségerősítés csökkenése ugyan első pillanatban nem teszi előnyössé a soros feszültség-visszacsatolás alkalmazását, de ezen negatívum ellenére óriási előny lehet a bemeneti ellenállás jelentős növekedése és a kimeneti ellenállás csökkenése. Éppen ezen előnyös

tulajdonságai A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 160 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Visszacsatolás Vissza ◄ 161 ► miatt a soros feszültség-visszacsatolás az egyik legelterjedtebb visszacsatolási forma. 12.3 ábra Kapcsolási példa soros feszültség-visszacsatolásra A 12.3 ábrán két, egymást követő közös emitteres kapcsolásból felépített erősítő kapcsolást láthatunk. A kimeneti feszültséggel arányos jelet juttatunk vissza (feszültség-visszacsatolás) a kapcsolás bemenetére, a kapcsolást vezérlő feszültséggel sorba kötve (soros visszacsatolás). A Cv kapacitást rövidzárnak tekintve a kimeneti jel RE1 és Rv által leosztott része jut a bemenetre, ezért RE1 βu = RE1 + Rv A kapcsolást vezérlő jel két közös emitteres fokozaton keresztülhaladva jut vissza a bemenetre, ezért a visszacsatolás azonos fázisban történik (kétszer

történik fázisforgatás). Ez azonban azt jelenti, hogy az emitterpont változása olyan, hogy csökkenteni fogja a bázisra jutó vezérlőfeszültség hatását. Ezért ez a visszacsatolás negatív soros feszültségvisszacsatolás lesz (Ha például a vezérlés hatására a bázis feszültsége megnő, akkor az első tranzisztor jobban kinyit. Az azonos fázisban történő visszacsatolás miatt viszont az emitter feszültsége emelkedni fog, ami csökkenteni igyek- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 161 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 162 ► szik az első tranzisztor bázis-emitter feszültségét, azaz lezárás felé vezérli a tranzisztort.) A fenti kapcsolás visszacsatolás nélküli eredő feszültségerősítése (Aue) a két fokozat feszültségerősítéseinek szorzata alapján számolható. Aue = Au ⋅ Au (1) ( 2) A visszacsatolással

kapható feszültségerősítés ennél kisebb, éppen ennek (1+H)-ad része, azaz: Au = * Aue Aue = 1 + H 1 + Aue ⋅ βu Ha a nevezőben szereplő Aueβu tényező jóval nagyobb mint egy, akkor a visszacsatolt erősítés az alábbi képlettel közelíthető: Au ≈ 1 * βu = RE1 + Rv RE1 A kapcsolás visszacsatolással nyert feszültségerősítését láthatóan a passzív alkatrészek határozzák meg (RE1 és Rv). Az erősítés az aktív elemek paramétereitől közel függetlenné vált. 12.2 Párhuzamos feszültség-visszacsatolás (PU) A párhuzamos feszültség-visszacsatolás esetében is a kimeneti feszültséggel arányos jel jut vissza a bemenetre, de most a visszacsatolt jel a bemeneti jellel párhuzamosan kapcsolódik. A párhuzamos feszültségvisszacsatolás általános blokkdiagramját a 124 ábra mutatja Párhuzamos feszültség-visszacsatolás esetén a hurokerősítés értékét a következőképpen adhatjuk meg: H = Z A ⋅ Yβ A párhuzamos

visszacsatolással kapott kapcsolás üzemi paraméterei az alábbiak lesznek: Au = * uki = Au ube A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 162 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Ai = * Vissza ◄ 163 ► iki Ai ⋅ i1 Ai ⋅ i1 Ai ⋅ i1 Ai = = = = ibe i1 + iv i1 + Z A ⋅ Yβ ⋅ i1 i1 ⋅ (1 + Z A ⋅ Yβ ) 1 + H 12.4 ábra A párhuzamos feszültség-visszacsatolás Rbe = * ube u ube ube R = be = = = be ibe i1 + iv i1 + Z A ⋅ Yβ ⋅ i1 i1 ⋅ (1 + Z A ⋅ Yβ ) 1 + H A visszacsatolás hatására a kimeneti ellenállás is megváltozik. Kiszámításakor vegyük figyelembe, hogy a kimenet rövidre zárása esetén visszacsatolt jel nem lesz, továbbá, hogy a kapcsolás visszacsatolással nyert transzfer impedanciája (ZA*) az eredeti ZA (1+H)-ad része lesz (lásd alább). Rki = − * ukiü − Z Aü ⋅ i1 = = ikir − Z Aü ⋅ ibe Rki − Z Aü ⋅ ibe 1 + Z Aü

⋅ Yβ Rki = Z ⋅i 1 + Z Aü ⋅ Yβ − Aü be Rki A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 163 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 164 ► Nullától különböző, véges generátor-ellenállás esetén a kimeneti ellenállás visszacsatolással kapott értéke még pontosabban is kifejezhető: Rki = Rki * ZA = * 1+ Rg Z Aü ⋅ Yβ Rg + Rbe uki u uki uki ZA Z = ki = = = = A ibe i1 + iv i1 + Z A ⋅ Yβ ⋅ i1 i1 ⋅ (1 + Z A ⋅ Yβ ) 1 + Z A ⋅ Yβ 1 + H YA = * iki = YA ube A 12.5 ábrán látható kapcsolás olyan párhuzamos feszültségvisszacsatolást mutat, mely egyenáramú visszacsatolást (is) tartalmaz 12.5 ábra Kapcsolási példa párhuzamos feszültség-visszacsatolásra Ebben a kapcsolásban a T1-es tranzisztor bázisárama a visszacsatoló ellenálláson (Rv) folyik keresztül. A visszacsatolt jel a kimeneti feszültséggel arányos, a

bemeneti jellel ellentétes fázisú, továbbá a bemeneti jellel párhuzamosan kapcsolódik. Ezért ez egy negatív párhuzamos feszültségvisszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 164 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 165 ► A visszacsatolás a kapcsolás feszültségerősítését nem befolyásolja. Az eredő feszültségerősítés a két fokozat erősítésének szorzata lesz. Az első fokozat közös emitteres kapcsolás, melynek terhelésekor figyelembe kell venni a második fokozat bemeneti ellenállását is. A második fokozat egy közös kollektoros kapcsolás, melyet a visszacsatoló Rv ellenállás is terhel. A hurokerősítés meghatározásához szükségünk van ZA és Yβ értékeire. Ezek a következő egyenletekkel adhatók meg: ZA = ( uki − ibe ⋅ β (1) ⋅ RC1 × Rbe = ibe ibe ( 2) )⋅ A ( 2) u ( = − β (1) ⋅ RC1

× Rbe ( 2) )⋅ A ( 2) u (1) uki − i Yβ = v = uki − h11 ⋅ uki (1) (1) ⎛ ⎞ h h11 + Rv ⎟ − ⎜⎜1 − (111 ) h11 + Rv ⎟⎠ 1 1 Rv ⎝ = =− ≈− (1) Rv Rv uki Rv + h11 A fenti összefüggések ismeretében a hurokerősítés már meghatározható. A számításokat már elvégezhetjük ZA*-ra is, mely ZA értékének (1+H)-ad része lesz. Abban az esetben, ha a hurokerősítés jóval meghaladja az egységet, akkor ZA* egész egyszerű összefüggéssel megadható. ZA = * 1 ZA Z ZA ≈ A= = 1 + H H Z A ⋅ Yβ Yβ A konkrét kapcsolásban Z A = − Rv * A párhuzamos feszültség-visszacsatolás hatására mind a bemeneti, mind a kimeneti ellenállás csökken, ezért ezt a visszacsatolási megoldást elsősorban nagyfrekvenciás áramkörökben találjuk meg, ahol a tápvonalakhoz történő illesztés megköveteli a kicsi be- és kimeneti ellenállást, például 75 Ω-ot. A 12.6 ábra szintén párhuzamos feszültség-visszacsatolás, de csak

váltakozó áramúlag jön létre benne visszacsatolás. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 165 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 166 ► 12.6 ábra Kapcsolási példa párhuzamos feszültség-visszacsatolásra (csak AC-n) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 166 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 167 ► 12.3 Soros áram-visszacsatolás (SI) Soros áram-visszacsatolás esetén a kimeneti árammal arányos feszültségjelet csatolunk vissza az erősítőt vezérlő jellel sorba, ahogy azt a 12.7 ábra mutatja 12.7 ábra Soros áram-visszacsatolás Soros áram-visszacsatolás mellett kapcsolásunkat a bemeneti feszültségjellel vezérelt kimeneti áram fogja jellemezni (ezt fejezi ki az YA), és a visszacsatolt jel a kimeneti árammal arányos

feszültségjel lesz (Zβ által meghatározott mértékben). Így a hurokerősítés értékét YA és Zβ szorzata adja: H = YA ⋅ Z β A visszacsatolás hatására a kapcsolás feszültségerősítése csökkenni fog, melynek mértéke: Au = * uki uki u1 ⋅ Au Au = = = ube u1 + uv u1 + YA ⋅ Z β ⋅ u1 1 + YA ⋅ Z β A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 167 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 168 ► A kapcsolás áramerősítésére a soros áram-visszacsatolás nincs hatással: i * Ai = ki = Ai ibe A bemeneti ellenállás változása az alábbi összefüggéssel adható meg: Rbe = * ube u1 + uv u1 + YA ⋅ Z β ⋅ u1 u1 ⋅ (1 + YA ⋅ Z β ) = = = = Rbe ⋅ (1 + YA ⋅ Z β ) ibe ibe ibe ibe A kimeneti ellenállás meghatározásakor most arra kell ügyelni, hogy a kimeneti üresjárási feszültség felírásakor a kimenetet szabadon hagyva nem lesz

kimeneti áram, ezért a visszacsatolás nem fog érvényesülni. Rki = − * ukiü − (− YAr ⋅ ube ⋅ Rki ) YAr ⋅ Rki = = = Rki ⋅ (1 + YAr ⋅ Z β ) * YAr ikir YAr ⋅ ube 1+ H Ha figyelembe vesszük a véges (nullától különböző) generátorellenállás hatását is, akkor a kimeneti ellenállás az alábbi alakot ölti: ⎞ ⎛ Rbe * YAr ⋅ Z β ⎟ Rki = Rki ⋅ ⎜1 + ⎜ R +R ⎟ be g ⎝ ⎠ A transzfer impedancia és a transzfer admittancia az alábbi összefüggésekkel adható meg: u * Z A = ki = Z A ibe YA = * iki i iki YA = ki = = ube u1 + uv u1 ⋅ (1 + H ) (1 + H ) A negatív soros áram-visszacsatolás legtipikusabb példája a hidegítetlen emitteres közös emitteres kapcsolás. (lásd 128 ábra) A visszacsatolt jel ebben az esetben a kimeneti árammal lesz arányos (áram-visszacsatolás), a tranzisztort vezérlő jellel sorba kapcsolódik (soros visszacsatolás), és a bemeneti jellel azonos fázisú (ez negatív visszacsatolást eredményez,

mert például a bázis feszültségének emelkedése az A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 168 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 169 ► emitterfeszültség emelkedését vonja maga után, ami a tranzisztort vezérlő bázis-emitter feszültség csökkenésével jár). 12.8 ábra Negatív soros áram-visszacsatolás A hurokerősítés értéke soros áram-visszacsatolás esetén YAZβ. Az YA a közös emitteres kapcsolásra vonatkoztatva: YA = iki i = C = gm ube uBE A Zβ szintén egyszerűen meghatározható, értéke: Zβ = uv uE RE ⋅ iE = = ≈ RE iki iC ic Mindezek alapján a hurokerősítés: H = g m ⋅ RE Visszacsatolás nélkül a kapcsolás feszültségerősítése -gmRt volt, a visszacsatolás hatására ez (1+H)-ad részére csökken, tehát Au = * − g m ⋅ Rt − g m ⋅ Rt = 1+ H 1 + g m ⋅ RE A dokumentum használata |

Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 169 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 170 ► Ez igazolja a korábban más meggondolás alapján kapott eredményünket. Az emitter-ellenállás által okozott visszacsatolás az áramerősítésre nem lesz hatással, azaz * Ai = Ai A bemeneti ellenállás esetében azt várjuk, hogy az a visszacsatolás következtében (1+H)-szorosára növekszik, de ez csak a visszacsatolásban szereplő h11 paraméterre igaz. RB1 és RB2 bázisellenállások a visszacsatolásban nem vesznek részt Ezért Rbe = RB1 × RB 2 × [h11 ⋅ (1 + H )] = RB1 × RB 2 × [h11 ⋅ (1 + g m ⋅ RE )] ≈ * Rbe ≈ RB1 × RB 2 × [h11 + (h21 + 1) ⋅ RE ] * Az így kapott eredmény is megegyezik korábbi tanulmányainkkal. A kimeneti ellenállás számottevően nem változik, mert a visszacsatolás csak a h22 paramétert növeli (1+H)-szorosára. Így a kimeneti ellenállás

értékében továbbra is RC dominál: ⎡ 1 ⎤ ⎡ 1 ⎤ * Rki = RC × ⎢ ⋅ (1 + H )⎥ = RC × ⎢ ⋅ (1 + g m ⋅ RE )⎥ ≈ RC ⎣ h22 ⎦ ⎣ h22 ⎦ Természetesen bonyolultabb kapcsolások esetében is kialakíthatunk negatív soros áram-visszacsatolást (12.9 ábra) Arra azonban ügyelni kell, hogy a visszacsatolt jel a bemenettel sorba kapcsolódjon, a kimeneti árammal legyen arányos, és azonos fázisban legyen a vezérlőjellel. Ez pedig páros számú közös emitteres kapcsolást tételez fel a visszacsatoláson belül. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 170 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Visszacsatolás Vissza ◄ 171 ► 12.9 ábra Negatív soros áram-visszacsatolás többfokozatú erősítőben A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 171 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék |

Tárgymutató Vissza ◄ 172 ► 12.4 Párhuzamos áram-visszacsatolás (PI) A párhuzamos áram-visszacsatolás a legkevésbé elterjedt visszacsatolási forma. Ennek több oka is van Egyrészt a feszültségerősítés nem tartható kézben vele, mivel arra nincs hatással. Másrészt csökkenti a bemeneti ellenállást, továbbá ezzel egyidejűleg növeli a kimeneti ellenállást E két utóbbi változás jellege az esetek döntő többségében kedvezőtlen. A 12.10 ábrán a párhuzamos áram-visszacsatolás általános blokkdiagramját láthatjuk 12.10 ábra Párhuzamos áram-visszacsatolás Párhuzamos áram-visszacsatolás esetén a H hurokerősítést a két áramerősítési tényező szorzata adja: H = Ai ⋅ β i A párhuzamos áram-visszacsatolásnak a kapcsolás üzemi paramétereire gyakorolt hatását a következő képletekkel fejezhetjük ki: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 172 ► Elektronika I. Visszacsatolás

A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Au = * Ai = * Rbe = * Vissza ◄ 173 ► uki = Au ube iki i Ai ⋅ i1 Ai Ai = = = ki = ibe i1 + iv i1 + Ai ⋅ βi ⋅ i1 1 + Ai ⋅ βi 1 + H ube u ube ube R = be = = = be ibe i1 + iv i1 + Ai ⋅ βi ⋅ i1 i1 ⋅ (1 + Ai ⋅ βi ) 1 + H A feszültségerősítés változatlanul hagyása mellett ez a visszacsatolási típus (1+H)-ad részére csökkenti a kapcsolás áramerősítési tényezőjét, és ugyanilyen mértékben csökkenti a bemeneti ellenállást is. A kimeneti ellenállás kiszámításakor figyelembe kell venni, hogy a kimeneti üresjárási feszültség meghatározásakor visszacsatolt jel nincs. Rki = − * ukiü − (− Air ⋅ ibe ⋅ Rki ) Air ⋅ ibe ⋅ Rki = = = Rki ⋅ (1 + Air ⋅ β i ) * Air ikir Air ⋅ ibe ⋅ ibe 1 + Air ⋅ β i Ha figyelembe vesszük a generátor-ellenállást is, akkor a kimeneti ellenállást pontosabban is kifejezhetjük: ⎞ ⎛ Rg * Air ⋅ β i ⎟ Rki =

Rki ⋅ ⎜1 + ⎜ R +R ⎟ g be ⎝ ⎠ A transzfer jellemzőket az alábbi képletekkel határozhatjuk meg: ZA = * uki u uki uki Z = ki = = = A ibe i1 + iv i1 + Ai ⋅ βi ⋅ i1 i1 ⋅ (1 + Ai ⋅ βi ) 1 + H YA = * iki = YA ube A 12.11 ábrán egy kéttranzisztoros kapcsolási példát láthatunk negatív párhuzamos áram-visszacsatolásra. A visszacsatolás ebben az esetben az egyenáramú munkapont beállításában is szerepet játszik A visszacsatoló ellenálláson keresztül kap bázisáramot az első tranzisztor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 173 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 174 ► 12.11 ábra Kapcsolási példa negatív párhuzamos áram-visszacsatolásra A fenti kapcsolásban a visszacsatolt jel nagysága a kimeneti árammal arányos (áram-visszacsatolás), a visszacsatolt jel a bemenettel párhuzamosan kapcsolódik (párhuzamos

visszacsatolás), továbbá a visszacsatolt jel az őt létrehozó hatással – a bemeneti jellel – ellentétes fázisú (negatív visszacsatolás). A kapcsolás eredő feszültségerősítésére a visszacsatolás nincs hatással, ezért * (1) ( 2) Au = Au = Au ⋅ Au Az áramerősítés (1+H)-ad részére csökken, ezért határozzuk meg H értékét, mely Ai és βi szorzatával egyenlő. ( uE 2 i1 ⋅ β (1) ⋅ RC1 × Rbe uC1 i R × Rv RE 2 R Ai = ki = − E 2 ≈ − E2 ≈ − i1 i1 i1 i1 βi = ( 2) ) ≈− β (1) ⋅ RC1 RE 2 iv R − RE 2 ≈ − E2 = iki RE 2 + Rv Rv A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 174 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 175 ► βi értékének meghatározásakor az RE2 és Rv által létrehozott áramosztót kell figyelembe vennünk. Ezek után a hurokerősítés értéke: ⎛ β (1) ⋅ RC1 ⎞ ⎛ RE 2 ⎞ β (1) ⋅ RC1

⎟= ⎟⋅⎜− H = Ai ⋅ β i ≈ ⎜⎜ − RE 2 ⎟⎠ ⎜⎝ Rv ⎟⎠ Rv ⎝ A hurokerősítés ismeretében már megadható a kapcsolás visszacsatolás miatt megváltozott áramerősítése: Ai ≈ Ai = 1+ H − * 1+ β (1) ⋅ RC1 R E2 (1) β ⋅ RC1 ≈− Rv RE 2 Rv A közelítések során feltételeztük, hogy a hurokerősítés jóval nagyobb 1-nél (1 << H). A kapcsolás bemeneti ellenállása a következő összefüggéssel közelíthető: (1) Rbe h11 * ≈ Rbe = β (1) ⋅ RC1 1+ H 1+ Rv A kimeneti ellenállás értéke gyakorlatilag RC2, mivel a visszacsatolás az amúgy is nagy 1/h22 értékét növeli tovább: Rki ≈ RC 2 * Összefoglalva a különböző visszacsatolásokról leírtakat, a következőket állapíthatjuk meg: a soros visszacsatolások (1+H)-ad részére csökkentik a feszültség-erősítést, nincsenek hatással az áramerősítésre, és a bemeneti ellenállást (1+H)-szorosára növelik. A visszacsatolt jel a bemeneti jellel

sorba kapcsolódik, és – negatív visszacsatolás esetén – a bemeneti jellel azonos fázisú, mert ekkor fejt ki az őt létrehozó jellel ellentétes hatást. a párhuzamos visszacsatolások a feszültségerősítésre nincsenek hatással, viszont az áramerősítést (1+H)-ad részére csökkentik. Hatásukra a bemeneti ellenállás is (1+H)-ad részére csökken. A visszacsatolt jel a bemeneti jellel párhuzamosan kapcsolódik, A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 175 ► Elektronika I. Visszacsatolás A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató ◄ Vissza 176 ► és – negatív visszacsatolás esetén – a bemeneti jellel ellentétes fázisú. a feszültség-visszacsatolások csökkentik a kimeneti ellenállást, míg az áram-visszacsatolások a kimeneti ellenállást növelik. Összefoglaló megállapításainkat az alábbi táblázat egyesíti: Visszacsatolás soros feszültségpárhuzamos

feszültségsoros árampárhuzamos áram- * Ai * Rbe * * * Au Au ⋅ β u Au 1+ H Ai Rbe ⋅ (1 + H ) csökken ZA YA 1+ H Z A ⋅ Yβ Au Ai 1+ H Rbe 1+ H csökken ZA 1+ H YA YA ⋅ Z β Au 1+ H Ai Rbe ⋅ (1 + H ) nő ZA YA 1+ H Ai ⋅ β i Au Ai 1+ H Rbe 1+ H nő ZA 1+ H YA A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Rki * H ZA Vissza YA ◄ 176 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 177 ► 13. Végerősítők A végerősítők feladata a megfelelő teljesítmény biztosítása a fogyasztó felé. Általában 1 W kimeneti teljesítmény felett a végerősítő fokozatot teljesítményerősítőnek hívjuk A végerősítők tárgyalásakor három teljesítményadatot szoktunk definiálni. Az első a kapcsolás által felvett Pf teljesítmény Ezt a kapcsolást működtető tápegységnek kell biztosítania. A felvett teljesítménynek egy része

(szándékaink szerint minél nagyobb része) a kimeneten leadott hasznos teljesítménnyé alakul. Legyen ennek jele Pki A felvett teljesítmény fennmaradó része az esetek döntő többségében hővé alakul. Ennek a Pd disszipált teljesítménynek az arányát célszerű minél kisebbre leszorítani. A végerősítő hatásfokát (η) a hasznos kimeneti teljesítmény és a felvett teljesítmény hányadosa határozza meg százalékban kifejezve: η= Pki Pf A hatásfok növelésének adott kimeneti teljesítmény mellett többféle célja is lehet. Telepes, akkumulátoros táplálás esetén a Pf felvett teljesítmény csökkentésével megnövelhetjük a kapcsolás aktív működésének időtartamát. De célunk lehet a disszipált teljesítmény csökkentése is, mert az alkatrészek méretének csökkenése miatt egyre nehezebbé válik a kapcsolás hőmérsékletének alacsony szinten tartása. 13.1 ábra A generátorból kivehető maximális teljesítmény

meghatározása A tervezés során mindjárt az első kérdések között szerepel az, hogy vajon mekkora legyen a fogyasztó Rf ellenállása ahhoz, hogy egy A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 177 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 178 ► generátorból – esetünkben egy végerősítő fokozatból – kivehető teljesítmény maximális legyen. Tekintsük a 131 ábrán látható összeállítást! Az Rf fogyasztón fellépő teljesítmény (Pki) meghatározásához számítsuk ki először a kimeneti áramot (iki) és a kimeneti feszültséget (uki)! iki = − uki = ug Rg + R f Rf Rg + R f ⋅ ug A kimeneti teljesítményt a kettő szorzata adja: Pki = uki ⋅ iki = − (R g Rf + Rf ) 2 ⋅ ug 2 Ennek a kifejezésnek kell meghatározni Rf függvényében a maximumát, azaz ( ) ug 1 ∂Pki 2 =− + − u g ⋅ R f ⋅ (− 2) ⋅ =0 2 ∂R f (Rg

+ R f ) (Rg + R f )3 2 Melyből következően R f Pki max = Rg esetén kapunk maximális kimeneti teljesítményt. Ez az eredmény azonban csak abban az esetben igaz, ha az uki és iki maximális értékeire semmilyen megkötést nem teszünk. ukimax és ikimax korlátokat általában a végtranzisztorok határadatai szabják meg. A 132 ábrán láthatjuk a végtranzisztorokra megengedhető határadatokat a tranzisztor kimeneti karakterisztikájában ábrázolva. A megengedhető maximális kollektoráram, illetve a megengedhető maximális kollektor-emitter feszültség túllépésekor az eszköz azonnal tönkremegy. A maximális disszipációs teljesítményt a chip hőmérséklete korlátozza. Kellő nagyságú hűtőbordák alkalmazása esetén nagyobb diszszipációt is megengedhetünk anélkül, hogy a chip túlmelegedése miatt az A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 178 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata

| Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 179 ► eszköz tönkremenne. (A maximális disszipáció határa kapcsolóüzemű működés során rövid időre túlléphető az eszköz tönkremenetele nélkül.) A szekunder letörést a tranzisztoron belüli inhomogén árameloszlás okozza, mely helyi túlmelegedést, átütést okoz. 13.2 ábra A tranzisztorok jellegzetes határadatai Természetesen lehetséges olyan teljesítményerősítő kapcsolásunk is, ahol a kimeneti feszültség- és áramadatokat a tápegység korlátozza. Ilyen esetekben a kimeneti teljesítmény maximumát az R fopt = uki max iki max fogyasztóval érhetjük el. (Láthatóan R f Pki max és R fopt között semmilyen kapcsolat nincs.) A teljesítményerősítők másik nagyon fontos kérdésköre, hogy milyen kapcsolástechnikával érhető el a legnagyobb hatásfok. A tranzisztorok kollektorárama csak egyirányú lehet, ezért iki max AC < I 0 DC Mivel az egyenáramú munkapont

beállításához szükséges I 0 DC a kollektor-ellenálláson keresztül jut el a tranzisztorhoz, ez jelentősen rontja A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 179 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 180 ► a hatásfokot. A különböző kialakítású közös emitteres kapcsolások hatásfoka erősen különböző lehet, ahogy azt a következő táblázat mutatja: 6,25% 8,35% 25% 50% 13.3 ábra A különböző közös emitteres kapcsolások hatásfoka A jobb oldali kapcsolások csak váltakozó áramú teljesítmény átvitelére alkalmasak. Mint látható, eddigi kapcsolásaink hatásfoka egyáltalán nem nevezhető jónak. A hatásfok növeléséhez új kapcsolástechnikára volt szükség, az ellenütemű erősítőre. Az ellenütemű erősítők olyan nagyjelű A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 180 ►

Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 181 ► szimmetrikus erősítők, melyek kimeneti árama lehet pozitív és negatív egyaránt. A tranzisztorok egyenáramú táplálása szempontjából az ellenütemű erősítők lehetnek párhuzamos és/vagy soros táplálásúak. 13.4 ábra Párhuzamos táplálású közös emitteres ellenütemű erősítő 13.5 ábra Párhuzamos táplálású közös kollektoros ellenütemű erősítő A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 181 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 182 ► A párhuzamos táplálás előnye, hogy egyetlen tápfeszültséget igényel. Óriási hátrány viszont, hogy transzformátoros kicsatolásra van szüksége, ami számtalan további probléma forrása, kezdve a frekvenciamenet egyenetlenségétől a szórt mágneses tér által keltett

zavarokig. Ha az ellenütemű erősítő végtranzisztorait sorosan kívánjuk táplálni, akkor elhagyhatjuk a transzformátort, de kettős tápfeszültség kialakításáról kell gondoskodnunk. A következő két ábra soros táplálású ellenütemű erősítők kapcsolási megoldását mutatja 13.6 ábra Soros táplálású közös emitteres ellenütemű erősítő 13.7 ábra Soros táplálású közös kollektoros ellenütemű erősítő (komplementer emitterkövető kapcsolás) A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 182 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 183 ► A 13.6 ábrán látható megoldás esetén a bemenetek vezérlése bonyolultabb, ezért ez egy kevésbé elterjedt kapcsolás A 137 ábrán bemutatott kapcsolással gyakran fogunk találkozni, mert vezérlése, továbbá munkapontjának beállítása egyszerű A párhuzamos és soros táplálás

egyidejűleg is előfordulhat, ha hídkapcsolású ellenütemű erősítőt használunk. Erre a legtöbb esetben akkor van szükség, ha a tápfeszültség (például autóban) vagy a tranzisztorra megengedhető maximális kollektor-emitter feszültség véges értéke miatt egyéb úton nem érhető el a kívánt teljesítmény. A 13.8 ábrán egy hídkapcsolású ellenütemű végerősítőt láthatunk 13.8 ábra Hídkapcsolású ellenütemű végerősítő fokozat Valamennyi ellenütemű erősítőben a kimeneti tranzisztorok váltakozó áramú szempontból párhuzamosan kapcsolódnak. Ezért a kimeneti áramot a tranzisztorok áramváltozásának az összege adja. iki = I C 2 − I C1 = I C 0 ( 2) ( ) + ΔI C 2 − I C 0 − ΔI C1 = ΔI C1 + ΔI C 2 (1) Ennek megfelelően nem kell feltétlenül mindkét tranzisztornak egyidejűleg dolgoznia. Az egyik tranzisztor teljesen lezárt állapotában a másik tranzisztor még szolgáltathatja a kívánt kimeneti áramot önmagában

is. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 183 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 184 ► A beállítástól függően beszélünk A, B és AB osztályú erősítőkről. (További osztályok is léteznek, mint például C, D, E stb., de ezek – speciális felhasználási területük miatt – az adott szakirányú tantárgyak anyagát képezik.) A továbbiakban szorítkozzunk a 13.7 ábrán bemutatott soros táplálású közös kollektoros ellenütemű erősítő (komplementer emitterkövető) kapcsolásra. Az ezen az ábrán látható V1 és V2 feszültségek döntően meghatározzák a tranzisztorok egyenáramú munkapontját és ezen keresztül a teljes kapcsolás viselkedését, működését. 13.1 A-osztályú ellenütemű erősítő Az A-osztályú ellenütemű erősítő mindkét végtranzisztora az erősítő vezéreletlen állapotában is vezet. A

kivezérlés során pedig nincs olyan pillanat, melyben valamelyik tranzisztor is lezárt állapotba kerülne. Mindkét tranzisztor folyamatosan dolgozik a teljes kivezérlési periódus alatt, ezért úgy tekinthető, hogy mindegyik tranzisztor 2Rf - 2Rf nagyságú terhelést lát. A munkaegyenesek ezért 2Rf-nek megfelelő meredekségűek A tranzisztorok munkapontja a munkaegyenes közepén van, ahogy azt a 13.9 ábra mutatja 13.9 ábra Az A-osztályú erősítő végtranzisztorainak munkapontja Kivezérlés nélkül mindkét tranzisztor kollektor-emitter feszültsége Ut nagyságú, és ekkor A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 184 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató IC 0 = Vissza ◄ 185 ► I C max Ut = 2 2 ⋅ Rf nagyságú áram folyik rajtuk keresztül. Kivezérlés során a tranzisztorokon a 13.10 ábrán látható feszültség- és áramjelek alakulnak ki 13.10

ábra Az A-osztályú erősítő tranzisztorain kialakuló feszültség- és áramjelek A kapcsolás tejlesítményviszonyainak vizsgálatát kezdjük a hasznos teljesítménnyel, melyet az erősítő az Rf fogyasztóra juttat. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 185 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 186 ► ∧2 U ki Pki = 2 ⋅ Rf Ennek maximális értéke: 2 Pki = Ut 2 ⋅ Rf feltéve, hogy a kapcsolás a tápfeszültségekig kivezérelhető. A kapcsolás által felvett teljesítmény: 2 Pf = 2 ⋅ U t ⋅ I C 0 = Ut = const. Rf 13.11 ábra Az A-osztályú erősítő teljesítményviszonyai a kivezérlés függvényében A tranzisztorokon hővé alakuló disszipált teljesítmény (Pd) a felvett és a hasznos teljesítmény különbsége lesz: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 186 ► Elektronika I.

Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 187 ► ∧2 ∧2 2 2 Ut U ki 2 ⋅ U t − U ki − = Pd = Pf − Pki = Rf 2 ⋅ Rf 2 ⋅ Rf A különböző teljesítmények alakulását a kivezérlés függvényében ábrázolva az alábbi grafikont kapjuk: Az A-osztályú erősítő hatásfoka a kivezérlés függvényében az előzőek ismeretében már felírható: η= ∧2 U ki 2 ⋅ Rf Pki = 2 Pf Uu Rf ∧2 1 U = ⋅ ki2 2 Ut Mindezek alapján megállapíthatjuk, hogy az A-osztályú erősítő maximális hatásfoka 50%. Ezt az értéket a maximális kivezérlés esetén éri el. Ha a kivezérlést csökkentjük, akkor a kapcsolás hatásfoka 50%-nál is kevesebb. A kapcsolás kivezérlés nélkül is ugyanakkora teljesítményt vesz fel, mint teljes kivezérléskor. Kivezérlés nélkül azonban nincs hasznos teljesítményleadás, ezért a teljes felvett teljesítmény a tranzisztorokon hővé alakul. Tehát a disszipációs

teljesítmény kivezérlés nélkül a legnagyobb E hátrányos tulajdonságai ellenére az A-osztályú erősítő nagyon csekély torzítási paraméterekkel rendelkezik. Adott esetben ez döntő érv lehet alkalmazása mellett. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 187 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 188 ► 13.2 B-osztályú ellenütemű erősítő A B-osztályú ellenütemű erősítő vezéreletlen állapotában az erősítő mindkét végtranzisztora zárt. A kivezérlés során mindig csak az egyik tranzisztor dolgozik, miközben a másik lezárt állapotban van. A vezérlési periódus (pontosan) felében az egyik, a másik felében a másik tranzisztor viszi át a jelet. (Az ún folyási szög az A-osztályban lévő 360 fokkal – folyamatos működéssel – ellentétben itt csak 180 fok) Az éppen aktív tranzisztor ezért Rf nagyságú terhelést lát A

tranzisztorok "munkaegyenese" a 13.12 ábrán látható: 13.12 ábra B-osztályú erősítő tranzisztorainak munkapont-beállítása Mivel B-osztályban a tranzisztorok felváltva dolgoznak, ezért mindkét tranzisztort úgy kell beállítani, hogy vezérlőjel hatására az egyik vagy a másik azonnal működésbe lépjen. A tranzisztorokon folyó áram-, és a rajtuk eső feszültségviszonyokat a 13.13 ábrán láthatjuk az idő függvényében: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 188 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 189 ► 13.13 ábra B-osztályú erősítő tranzisztorain mérhető áram- és feszültségértékek Most pedig vizsgáljuk meg a B-osztályú erősítő teljesítményviszonyait! A hasznos teljesítmény, melyet az erősítő az Rf fogyasztóra juttat B-osztályban is: ∧2 U Pki = ki 2 ⋅ Rf Ennek maximális értéke: A dokumentum

használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 189 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 190 ► 2 Pki = Ut 2 ⋅ Rf A kapcsolás által felvett teljesítmény kivezérlés nélkül nulla, mert egyik tranzisztoron sem folyik áram. (Kivezérlés nélkül mindkét tranzisztoron Ut feszültség mérhető) Ahogy megjelenik a vezérlő jel, az egyik tranzisztor nyitni kezd. A tranzisztorokon felváltva félszinuszos áramjelek jelennek meg. Ezek átlagértéke egyik-egyik tranzisztorra: ∧ U ki IC = Rf ⋅π A tranzisztorokon átfolyó áram átlagértékének ismeretében már megadható a kapcsolás által felvett teljesítmény: Pf = 2 ⋅ U t ⋅ I C = 2 ⋅Ut ∧ ⋅ U ki Rf ⋅π Láthatóan a kapcsolás által felvett teljesítmény nem állandó, mint az A-osztályú esetben volt, hanem a kivezérléssel lineárisan nő. A felvett teljesítmény maximális értékét teljes

kivezérlés mellett éri el. Feltételezve, hogy a kapcsolás a tápfeszültség-határokig kivezérelhető, a felvett teljesítmény maximális értéke: 2 2 ⋅Ut Pf max = Rf ⋅π Ez az érték az A-osztályú erősítő által folyamatosan, kivezérlésfüggetlenül felvett teljesítménynek csak a 2/π-ed része, azaz 63,66 %-a! A B-osztályú erősítő disszipációs teljesítménye szintén megadható a kivezérlés függvényében: ∧2 2 ⋅ U t ∧ U ki ⋅ U ki − Pd = Pf − Pki = Rf ⋅π 2 ⋅ Rf Ennek a kifejezésnek a kivezérlés függvényében maximuma van a ∧ U ki 2 = ≈ 0,6366 Ut π A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 190 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 191 ► értéknél, tehát a B-osztályú erősítő maximális disszipációját a kivezérlés 63,66%-nál éri el. Az alábbi ábra szemléletesen mutatja az eddig képlettel megadott

tulajdonságokat. 13.14 ábra B-osztályú erősítő teljesítményviszonyai a kivezérlés függvényében A B-osztályú erősítő hatásfoka szintén kivezérlésfüggő, ahogy azt az alábbi képlet mutatja: ∧ Pki π ⋅ U ki = η= Pf 4 ⋅U t A hatásfok a kivezérléssel lineárisan nő. Maximális értékét a teljes kivezérléskor veszi fel. Ekkor a B-osztályú erősítő hatásfoka π/4, azaz kb 78%. Ez lényegesen jobb az A-osztálynál tapasztalt 50%-nál A 13.15 ábra az A- és a B-osztályú erősítők hatásfokának változását mutatja a kivezérlés függvényében: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 191 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 192 ► 13.15 ábra A hatásfok változása a kivezérlés függvényében Mint tudjuk, B-osztályban a tranzisztorok felváltva dolgoznak, ezért a vezérlésátadást úgy kellene megoldani a két

tranzisztor között, hogy – elvileg a legkisebb – vezérlőjel hatására az egyik vagy a másik azonnal működésbe lépjen. A tranzisztorok transzfer karakterisztikája azonban nem a nullából indul, és nem is töréspontos, ezért ez gyakorlatilag kivitelezhetetlen. Az esetek egy részében megelégednek azzal, ha a 13.7 ábra V1 és V2 feszültségét nullának választják, azaz összekötik a két bázist, és ezen keresztül vezérlik a teljesítményerősítő fokozatot. Ennek azonban súlyos nemlineáris torzítás lesz a következménye. Egyrészt amíg a vezérlőjel csúcstól-csúcsig mért értéke nem éri el az UBE ≈ 0,4 V-ot, addig gyakorlatilag mindkét tranzisztor zárt, és kimeneti jelet sem kapunk. Tovább növelve a bemeneti jelet megjelenik ugyan a kimeneti jel, de a nullátmeneteknél jelentős torzítással, ahogy azt a 13.16 ábra mutatja: A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 192 ► Elektronika I. A

dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 193 ► 13.16 ábra B-osztályú erősítők jellegzetes nemlineáris torzítása Ez a nemlinearitás elsősorban kicsi bemeneti jeleknél okoz számottevő torzítást. Nagy bemeneti jeleknél a jeltorzító hatás kevésbé érvényesül Visszacsatolás alkalmazásával az ún. holt zóna és a nemlineáris torzítás – a kevésbé igényes helyeken – elfogadható mértékűre csökkenthető. 13.3 AB-osztályú ellenütemű erősítő Az A-osztályú erősítők csekély torzításának és a B-osztályú erősítők jobb hatásfokának előnyeit egyesíti az ún. AB-osztályú beállítás Ekkor az erősítő kapcsolás kis kivezérléseknél A-osztályú erősítőként viselkedik. Nagy jelszintek esetén pedig a kapcsolás működése a B-osztályú beállításhoz hasonlít jobban. Kivezérlés nélkül a tranzisztorokon nullától különböző nyugalmi áram folyik. Ez a nyugalmi áram

biztosan kisebb, mint a maximális kollektoráram fele. E két szélső érték között általában a torzítási minimumra való törekvés határozza meg a nyugalmi áram értékét A munkapontra jellemző M paraméter azt mutatja meg, hogy a nyugalmi áram hányad része a maximális kollektoráram felének. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 193 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 194 ► I M = ∧ C0 I ki max 2 M értéke így nulla és egy közé eső szám lesz. (M = 0 esetén B-osztályú, M = 1 esetén A-osztályú beállításról beszélhetünk.) AB-osztályú munkapont mellett M értékét általában 0,2-nél kisebbre választják. Így már elkerülhető a B-osztályú erősítőkre jellemző keresztezési torzítás, és még a kapcsolás teljesítményfelvétele sem nő meg számottevően. A 13.17 ábrán egy tipikus AB-osztályú beállításban

üzemelő erősítő tranzisztorának "munkaegyenesét" láthatjuk: 13.17 ábra AB-osztályban üzemelő erősítő tranzisztorainak munkapont-beállítása Kis kivezérlések esetén a munkapont a nyugalmi állapothoz képest csak kevéssé tér el. Ekkor mindkét tranzisztor nyitva van, és a kapcsolás közel A-osztályúnak tekinthető. Ezen a szakaszon a "munkaegyenes" meredeksége 2Rf-nek megfelelő Nagy kivezérlések mellett a tranzisztoroknak felváltva lezárt állapotai is lesznek. Az egyik tranzisztor lezárt állapota mellett a másik tranzisztornak kell szolgáltatnia egyedül a kimeneti jelet Az éppen aktív tran- A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 194 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 195 ► zisztor ekkor Rf terhelést lát, ezért a "munkaegyenes" ezen a szakaszon már Rf-nek megfelelő meredekségű lesz. Az M

paraméter függvényében a kapcsolás által felvett teljesítmény is változni fog, és vele együtt más lesz a disszipált teljesítmény értéke is. A hasznos teljesítmény M értékétől független. A 13.18 ábrán az AB-osztályú erősítő teljesítményviszonyait követhetjük nyomon különböző M értékek (munkapont-beállítások) esetén 13.18 ábra Az AB-osztályú erősítő teljesítményviszonyai (a disszipált teljesítmény ábrán látható területe az M = 0,2 értéknek felel meg ) A 13.19 ábrán egy hagyományos felépítésű komplementer emitterkövető kapcsolást láthatunk, melynek AB-osztályú beállításáról a D1-D2 diódák gondoskodnak. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 195 ► Elektronika I. Végerősítők A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 196 ► 196 ► 13.19 ábra AB-osztályú erősítő fokozat (egyszerű) 13.20 ábra Javított kivitelű

AB-osztályú végerősítő fokozat A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Végerősítők Vissza ◄ 197 ► A 13.20 ábrán az AB-osztályú beállítást az R1-R2-T5 alkatrészekből álló feszültségszabályozó kapcsolás végzi Az erősítő meghajtásáról a T0-as tranzisztor gondoskodik, mely aktív terheléses közös emitteres kapcsolás. Ennek következtében jelentős feszültségerősítéssel rendelkezik Az aktív terhelést T6 tranzisztor valósítja meg, mely a T6-T7 áramtükör egyik tagja. A T7-es tranzisztor áramát R5 ellenállással állíthatjuk be A kapcsolás kimeneti rövidzár-védelemmel rendelkezik T1 védelmét T3-R3, T2 védelmét T4-R4 látja el. Ha a kimeneti áram által R3-on, illetve R4-en ejtett feszültség értéke eléri T3, illetve T4 nyitófeszültségét, akkor ezek a tranzisztorok lecsökkentve T1, illetve T2

bázisáramát megvédik a végtranzisztorokat a tönkremeneteltől. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 197 ► Elektronika I. A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Irodalomjegyzék Vissza ◄ 198 ► Irodalomjegyzék Kötelező irodalom: 1. Borbély Gábor: Analóg áramkörök szimulációja és analízise személyi számítógépen Egyetemi tankönyv, Novadat, 1997 2. Borbély Gábor: Elektronikai áramkörök példatár SZIF-Universitas Kft 2001. Ajánlott irodalom: 1. Hainzman-Varga-Zoltai: Elektronikus áramkörök Tankönyvkiadó, Budapest, 1992 2. Dieter Nührmann: Professionelle Schaltungstechnik I-IV Franzis-Verlag GmbH, München, 1994. 3. S Soclof: Design and Applications of Analog Integrated Circuits Prentice Hall Int. Ed 1991 4. U Tietze- ChSchenk: Analóg és digitális áramkörök Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1990 5. IE Shepherd: Műveleti erősítők Műszaki Könyvkiadó, Budapest, 1985 6.

Szabó Zsolt: Tervezési segédlet III J-19-443 Tankönyvkiadó, Budapest, 1992. 7. Molnár- Zsom: Elektronikus áramkörök II/A I-II kötet KKMF-1044 8. Molnár- Zsom: Elektronikus áramkörök Példatár, KKMF-1095 9. Ben G Streetman: Solid State Electronic Devices Prentice-Hall International Editions, London 1990. 10. S M Sze: Physics of Semiconductor Devices John Wiley, New York 1981 11. S M Sze: VLSI Technology McGraw-Hill New York 1988 továbbá az IEEE különböző folyóiratai, mint IEEE Circuits and Devices IEEE Transactions on Electron Devices IEEE Spectrum IEEE Journal of Quantum Electronics Proceedings of the IEEE A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 198 ► Elektronika I. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 199 ► Tárgymutató A, Á AB-osztályú ellenütemű erősítő Lásd végerősítő alacsonyfrekvenciás kompenzáció 151 osztott kollektor-ellenállással 151

párhuzamos RL-körrel 153 soros RC-taggal 153 A-osztályú ellenütemű erősítő Lásd végerősítő áramerősítés 35 áramerősítési tényező, B és β 223, 26 áramgenerátor bipoláris tranzisztorral 76 j-FET-tel 82 áramtükör bipoláris tranzisztorral 79 javított 779, 81 MOS-FET-ekkel 82 aszimmetrikus erősítő 35 alacsonyfrekvenciás átvitel 141 eredő frekvenciaátvitele 155 impulzus-átvitele 156 paraméterei 35 B bázishidegítő kondenzátor 149 bemeneti impedancia 35 bipoláris tranzisztor 77, 21 bemeneti karakterisztika 23 fizikai helyettesítő kép 25 H paraméteres helyettesítő képe 24 határadatai 179 karakterisztikái 23 kimeneti karakterisztika 23 meredeksége, gm 26 munkapontja 32 nagyfrekvenciás helyettesítő képe 119 tranzit határfrekvenciája 123 B-osztályú ellenütemű erősítő Lásd végerősítő keresztezési torzítása 193 Cs csatolókondenzátor bemeneti 141 kimeneti 143 D Darlington kapcsolás 88 diferenciálerősítő

szimmetrikus vezérlése 105 differenciálerősítő 99 aktív terheléssel 114 áramgenerátorral 109 aszimmetrikus kimenettel 115, Lásd még fázisösszegző kapcsolás aszimmetrikus vezérlése 106 j-FET-tel 112 kaszkód 112 közös vezérlése 106 meredeksége 102 MOS-FET-tel 113 szuperβ-jú tranzisztorokkal 111 transzfer karakterisztikája 102 diffúziós kapacitás 20 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 199 ► Elektronika I. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató bázis-emitter diódánál 122 dióda karakterisztika 18 diszkriminációs tényező, Du 98 E, É Early-feszültség 85 elemi félvezetők 11 emitterhidegítő kondenzátor 144 erősítő aszimmetrikus 35 szimmetrikus 94 F fázishasító kapcsolás bipoláris tranzisztorral 68 térvezérlésű tranzisztorral 69 fázisösszegző kapcsolás 116 félvezető dióda 17 félvezető eszközök jelölésrendszere 15 feszültségerősítés 35

feszültség-utánhúzó kapcsolás 58 G gallium-arzenid 12 germánium eszközök 11 H hibrid paraméterek 24 hurokerősítés, H 158 I, Í indium-foszfid 13 K kaszkód kapcsolás 71 komplementer 74 nagyfrekvenciás töréspontjai 136 kimeneti impedancia 35 Vissza ◄ 200 ► közös bázisú kapcsolás 47 nagyfrekvenciás töréspontjai 134 közös drain-ű kapcsolás 54 osztott source-ellenállással 64 közös emitteres kapcsolás aktív munkaellenállással 83 hatásfoka 180 hidegítetlen emitter-ellenállással 40 hidegített emitter-ellenállással 37 nagyfrekvenciás töréspontjai 127 közös gate-ű kapcsolás 56 közös kollektoros kapcsolás 43 aktív munkaellenállással 86 impedancia-illesztő fokozat 45 nagyfrekvenciás töréspontjai 132 közös source-ú kapcsolás hidegítetlen source-ellenállással 52 hidegített source-ellenállással 50 közösjel-elnyomási tényező, Ek 98 közösmódusú jelelnyomási tényező, CMRR 99 M mikroprocesszorok fejlődése

8 Miller-elv vagy Millertranszformáció 118 minta 198 N nagyfrekvenciás frekvenciakompenzáció 138 nagyfrekvenciás kompenzáció A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 200 ► Elektronika I. Tárgymutató A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató emitterköri 139 párhuzamos 138 soros 140 négypólus H paraméterei Lásd hibrid paraméterek Vissza ◄ 201 pn átmenet 17 szigetelt vezérlőelektródás, MOS-FET 29 záróréteges, j-FET 29 transzfer admittancia 35 transzfer impedancia 35 tranzisztorpárok 88 Darlington 88 kompozit 91 S V sávközépi frekvencia 155 végerősítő 177 AB-osztályú ellenütemű 193 A-osztályú ellenütemű 184 B-osztályú ellenütemű 188 ellenütemű 180 hatásfoka 192 hídkapcsolású 183 komplementer emitterkövető 182 vegyület-félvezetők 12 visszacsatolás 157 negatív 158 párhuzamos áram 172 párhuzamos feszültség 162 pozitív 158 soros áram 167 soros feszültség

159 vonalszélesség 8 P Sz szerves félvezető anyagok 14 szilícium eszközök 11 szimmetrikus erősítők erősítés-paraméterei 97 T teljesítményerősítés 35 termikus feszültség 19 tértöltés kapacitás 20 kollektor-bázis diódánál 121 térvezérlésű tranzisztor 29 belső kapacitásai 126 helyettesítő képe 31 kimeneti karakterisztika 30 kiürítéses 29 meredeksége, gm 31 munkapontja 33 nagyfrekvenciás helyettesítő képe 125 növekményes 29 ► Z Zener dióda 19 A dokumentum használata | Tartalomjegyzék | Tárgymutató Vissza ◄ 201 ►